無電容高通濾波器設(shè)計詳解

1、上網(wǎng)時間:2008年07月22日高通濾波器是常常必需的，但是，電容器可能對其性能有負面影響，因此要學會如何避免這些負面影響。許多模擬信號鏈電路需要進行交流耦合，以便消除不需要的直流電壓或偏置電壓。交流耦合的最簡單辦法就是采用一個與信號路徑串聯(lián)的電容，從而形成一個單極點高通濾波器(HPF)。在本文中，我們將探討一種通用的方法，這種方法無需在信號路徑中放置電容就可實現(xiàn)高通濾波器功能。而且，我們還將進一步擴展該方法，以便創(chuàng)建二階或更高階的高通濾波器。在許多應(yīng)用中，實現(xiàn)交流耦合只需要一個串聯(lián)電容。但在另一些應(yīng)用中，這種簡單的方法可能引起音頻電路中的問題，例如HPF的極點常常需要位于10Hz以內(nèi)的范圍。

2、從降低噪聲考慮，電容要具有低的阻抗，因此，我們需要采用大電容。但是，這樣的電容通常容易影響音頻信號。其它應(yīng)用，如在自動外部除顫器(AED)的熱傳感器電路中，在模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)之前，必須消除輸入的直流電壓以及電路引起的偏置電壓。許 多精密的應(yīng)用在信號鏈路中采用了儀表放大器(INA)。在這些電路中采用輸入電容通常是不切實際的。由于在兩個輸入間存在著良好的平衡，INA具有極高的 共模抑制。圖1所示為把INA217配置為具有40dB增益而實現(xiàn)的典型INA電路。因其特性的緣故，這種電路具有非常低的噪聲和失真。然而，偏置電壓特 性卻不夠好。圖1：儀表放大器。 為了消除輸入端的直流偏置電壓，要在每

3、一個輸入端串入一只電容。然而，INA本身的輸入偏置電壓也被增益放大了。在這種電路中，輸出偏置電壓可能會高達30mV。想要很好的消除這個偏置電壓，我們就需要在輸出端再串入一只電容。采用“伺服反饋”來消除直流偏置電壓在INA電路中，伺服反饋是提供交流耦合的一種常見技術(shù)。通過使用一個被配置為積分器的低偏置電壓的運放(例如圖2所示的OPA277)，我們獲得一個截止頻率為16Hz的一階高通函數(shù)。圖2：傳統(tǒng)的“伺服反饋”。具 有附加直流校正功能電路的偏置電壓的典型值為15V，最大約為30V。由于這種改良的電路在整個電路的輸出上校正了偏置電壓，偏置電壓被改善了三個數(shù) 量級。在這個實現(xiàn)中，輸出偏置由運放的輸入

4、偏置電壓以及R1吸取的偏置電流所引起的偏置電壓來決定。只要INA輸入級上的偏置電壓乘以增益小于該級的最大 輸出電壓，并且小于伺服放大器的輸出范圍，這種方式還能消除施加在INA輸入端的偏置電壓。我們可以輕松地計算由這個電路形成的高通濾波器的極點頻率、以及INA輸出級的整個響應(yīng)。設(shè)輸出級的增益為K，那么，這一過程(帶有伺服反饋)的增益為：該增益是帶有高通濾波器(3dB極點)的放大器的初始增益：對于我們的例子來說：這種方法的另一個優(yōu)點就是，用于創(chuàng)建高通函數(shù)的電路位于信號路徑之外。通過選用質(zhì)量過關(guān)的無源元件，它對高通濾波器截止頻率的性能影響很小。類似地，這種技術(shù)常常被用于提供所需要的交流耦合，而不會對

5、INA的共模抑制產(chǎn)生負面影響。在 典型情況下，在需要良好的共模抑制(CMR)的應(yīng)用中才會采用儀表放大器。因為INA輸入結(jié)構(gòu)得到了很好的平衡，它能提供優(yōu)異的CMR。如果取而代之，我 們在輸入端利用串聯(lián)電容實現(xiàn)交流耦合，那么，在頻率為截止頻率十倍左右時，我們的CMR就會受到損害。這是因為電容并不能與INA內(nèi)的電阻匹配。與INA 本身的不匹配相比，這種因電容引起的阻抗失配要高幾個數(shù)量級。因為在理想的情況下，伺服放大器反饋級對高于極點頻率的正向路 徑中的信號沒有影響，我們可以主要針對其直流指標來選擇用于反饋路徑的運算放大器。然而，要注意這種針對直流指標選擇的運放在正向路徑通帶中的較高頻段的 表現(xiàn)如何。

6、超過這一運放通帶的信號頻率會被運放中的輸入晶體管調(diào)整，并以直流偏置的形式表現(xiàn)出來。利用伺服放大器技術(shù)，我們獲得了一種單極點高通濾波器響應(yīng)，它可與在輸入和輸出端同時利用交流耦合電容所實現(xiàn)的二階、單極點高通濾波器的頻率響應(yīng)相媲美。針對更復雜電路的伺服反饋在長的信號鏈路中，常常存在多處對可能產(chǎn)生偏置電壓的地方，這些地方均要采用交流耦合電容。在許多的應(yīng)用中，由所有這些交流耦合形成的復合型高通濾波器可能導致超出預期的更高階濾波器。幸運的是，在幾乎任何放大器中都可以用伺服技術(shù)來消除直流誤差。通過把一個伺服反饋擴展至多個信號路徑，這種明智地采用伺服反饋技術(shù)的做法能夠最小化交流耦合的數(shù)量。當被用于復雜的電路之

7、中時，伺服反饋技術(shù)不僅僅能提供增益。以具有高階低通濾波器(LPF)的放大器鏈路為例，只要低通濾波器的截止頻率以及由積分器反饋創(chuàng)建的高通函數(shù)的截止頻率之間相差10倍左右，實際情況下兩者之間就不存在相互影響。在設(shè)計放大器/低通濾波器電路時，可以忽略高通函數(shù)的實現(xiàn)情況。增加高通函數(shù)也可以無需顧慮低通濾波器的特性，除了通帶增益之外(圖3)。圖3：伺服放大器交流耦合的多個級。 對這種電路的輸入和輸出進行交流耦合是常見的事。然而，利用伺服技術(shù)，我們僅僅需要實現(xiàn)單階HPF函數(shù)。如上所述，在電路輸出上的偏置由反饋積分器的輸入偏置來決定。只要電壓不在一個數(shù)量級上，它甚至能消除輸入信號的偏置，否則的話，就需要一個

8、超過反饋運算放大器性能的校正電壓。對于采用INA的例子，在此創(chuàng)建的HPF函數(shù)的極點由反饋積分器的R-C時間常數(shù)以及從R3左側(cè)至輸出的正向級增益來決定。這個增益為：其中，G(SUB/)lpf(/SUB)是低通濾波器的低頻增益的絕對值。這個增益是負數(shù)，從而導致負反饋環(huán)路。復合電路所得到的高通濾波器極點(3dB點)頻率為：盡管我們減少了采用該技術(shù)的高通濾波器的數(shù)量，但是，在每一個例子中的所有高通濾波器均被作為單極點濾波器來實現(xiàn)。把若干這類濾波器組合到一條路徑上就會得到一系列簡單的極點。幾乎任何實際中的多極點濾波器均涉及復數(shù)極點對，以便最優(yōu)化下列一個或一個以上的重要特性：* 頻率選擇性* 建立時間*

9、相位/群延遲響應(yīng)* 帶內(nèi)紋波* 更多把具有簡單極點的濾波器完全當成最佳選擇的情況很少見。為了設(shè)計更為復雜的濾波器函數(shù)，我們可以把傳統(tǒng)的高通濾波器與信號鏈路中具有復雜極點對的其它電路串聯(lián)。通過簡單地擴展伺服放大器技術(shù)，就不需要增加任何串聯(lián)濾波器，與此同時，還能保持伺服反饋技術(shù)的其它優(yōu)點。擴展伺服技術(shù)以綜合復雜的極點對以一個簡單的反相運放增益級為例，邏輯上的第一步就是在反饋路徑上增加另一個積分器，使其與早先電路中的積分器串聯(lián)起來。然而，這個電路將具有非常高的Q值，因此，在它的響應(yīng)中會出現(xiàn)相當大的峰值。在圖4中，為其中一個積分電容串聯(lián)一個電阻R2，我們就能夠減少諧振，并把濾波器的特性設(shè)置為我們實際想

10、要的樣子。圖4：利用電阻R2，為二階濾波器增加第二個積分器。 跟采用一階伺服的例子一樣，我們的二階高通電路的直流特性由反饋運放所決定，交流特性由正向直流耦合放大器所決定。除了低于高通濾波器截止頻率的頻段，以及十倍于截止頻率的頻段，反饋電路實際上對傳輸函數(shù)沒有影響。該電路的傳輸函數(shù)為：方程6和方程7給出了高通濾波器極點的頻率，其中，Q值確定濾波器頻率響應(yīng)中峰值的大小。當研究實現(xiàn)復雜極點或零點的濾波器時，要特別注意濾波器特性對元器件數(shù)值變化的靈敏度，以防實現(xiàn)一種在生產(chǎn)中無法再生產(chǎn)的、不可靠的電路。F(SUB/)0(/SUB)和Q對元器件的靈敏度分別是方程8至13：注 意，所有這些靈敏度均是常數(shù)，并

11、且小于或等于1。要實現(xiàn)任何低于該數(shù)值的靈敏度是非常不尋常的。此外，要注意F(SUB/)0(/SUB)對R2的靈敏度 為零，這意味著可以采用R2來修改Q值而不影響F(SUB/)0(/SUB)。方程6證明了這一點，因為R2不在F(SUB/)0(/SUB)的方程中， 而是計算Q值的方程7中的一個因子。如果這個電路被重新畫制，把所有放大器放在一行之中，那么它看起來就非常類似于老式的、常用的濾波器拓撲，如圖5所示：圖5：相同的濾波器被放在一行。 在圖5中，我們把相同的濾波器放在一行。我們一直使用輸入3和輸出3，加入R7和R8以得到該濾波器的通用版，該電路具有三個不同的輸入和三個不同的輸出。表1顯示了對于

12、每種組合的輸入和輸出，我們所獲得的濾波器類型。表1：圖5中可得到的濾波器類型。 表1中顯示，輸入3在輸出1也能提供帶通函數(shù)，與此同時，提供我們的高通輸出。這種濾波器的老式電路被稱為Tow-Thomas濾波器，或簡稱為TT濾波器。圖6所示為該電路的通用版。圖6：Tow-Thomas濾波器。 這兩類濾波器的唯一差異在于，在TT濾波器中的第一個積分器有一個與電容并聯(lián)的電阻，而在我們的新型濾波器當中的第二個積分器有一個與電容串聯(lián)的電阻。表2顯示了利用TT濾波器的所有三個輸入和輸出可獲得的濾波器的類型。表2：TT濾波器可以提供的濾波器的類型。這種濾波器的拓撲可以給單輸入提供帶通濾波器(BFP)以及低通濾

13、波器，但是，無法提供高通濾波器函數(shù)。實際上，許多電路設(shè)計指南已經(jīng)采用了TT濾波器的如下版本來實現(xiàn)高通濾波器，見圖7所示。圖7：Tow-Thomas高通濾波器。 如圖5所示，我們的新電路顯然不如這個高通濾波器復雜。有了一階伺服技術(shù)，我們能夠利用該技術(shù)把二階高通函數(shù)加入至任何增益模塊之中。所疊加的兩個積分器電路把這個增益模塊“包裹”起來，無需在信號路徑中增加任何串聯(lián)元件(特別是不增加電容)就可以加入的高通函數(shù)。采用一階伺服技術(shù)，在設(shè)計放大器的時候，只要在想要的高通極點頻率的十倍左右范圍內(nèi)不存在極點零點，就可以不考慮高通函數(shù)。然后，可以加入反饋電路來創(chuàng)建高通函數(shù)。例如，如圖8所示，這個電路可以輕松地

14、與同相放大器結(jié)合起來工作。圖8：同相增益級。該版本的電路具有非常高的輸入阻抗，對某些應(yīng)用來說這是一項重要的性能。利用該優(yōu)勢，我們成功地擴展了伺服技術(shù)，將其用于創(chuàng)建二階高通濾波器拓撲，并且展示了如何利用它與反相以及正相增益配合。這個拓撲可為多種不同應(yīng)用帶來好處。在本文第二部分，我們將回顧一些具體案例，探討如何對基本架構(gòu)進行改良，并將其應(yīng)用推廣至生成更為復雜的高通濾波器函數(shù)。作者：Mark Fortunato模擬現(xiàn)場應(yīng)用經(jīng)理德州儀器公司此文章源自電子工程專輯網(wǎng)站:9a.HTM 無電容高通濾波器設(shè)計詳解(下)上網(wǎng)時間:2008年08月21日我們常常需要使用高通濾波器(HPF)，但是，電容器可能對它的

15、性能產(chǎn)生負面影響，因此，我們要學會如何避免這些負面影響。在本文第一部分中(點擊查看)，我們了解了如何利用舊有的著名伺服反饋技術(shù)來消除直流耦合增益模塊當中的直流偏置電壓，而不必在正向信號路徑中放置任何元器件，特別是電容。我們開發(fā)了一種跟這種技術(shù)等效的二階濾波器，并展示了它是如何與反相以及同相增益級配合起來工作的。在第二部分，我們將回顧實際的應(yīng)用案例，探討改進基本架構(gòu)的方法，并把它的應(yīng)用推廣至生成更為復雜的高通濾波器函數(shù)。伺服反饋和麥克風電路圖 1所示為采用駐極體(電容器)麥克風的電路圖。我們把麥克風當作理想的電流源來建模，以便達到實驗演示的目的。駐極體麥克風必須用電阻上拉至一個直流電 壓，因此，

16、它存在一個由直流電壓、上拉電阻以及麥克風電流范圍所確定的固有偏置。通常這樣的麥克風緊接一個交流耦合電容。如果我們要把來自麥克風的信號施加在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)上，那么就必須消除麥克風上的偏置電壓。大多數(shù)的常用ADC均是單極型的、并且需要在任何雙極型信號上增加一個特定的直流偏置電壓。該電路可提供設(shè)計者所希望的高通函數(shù)，消除麥克風的直流偏置，并疊加在ADC所需要的直流偏置之上。正相運算放大器的高輸入阻抗防止電路拉低麥克風的負載。圖1：消除來自駐極體麥克風的固有偏置。對這個電路運行瞬態(tài)仿真，如圖2所示，(左側(cè))Vin具有4V的偏置電壓，而Vout的偏置電壓以1.25V為中心浮動。圖2(右側(cè))所示的交

17、流分析中顯示了二階高通濾波器的函數(shù)。圖2：駐極體麥克風電路的瞬態(tài)和頻率響應(yīng)。上面畫出的電路提供6dB的增益(兩倍的增益)。讓我們假設(shè)該應(yīng)用需要10倍的增益。我們能夠按照我們的需要完全改變增益級，然后，重新計算反饋電路的元件值，以保持極點位置不變。圖3所示為針對該增益修改后的電路。圖4所示為瞬態(tài)和交流分析。為了根據(jù)增益的變化(R5/R4比率變化)進行調(diào)節(jié)，可通過把R6和R3分別除以R5/R4比值的平方根，來保持極點位置不變。圖3：增益被增加的駐極體電路。圖4：增益增加之后的瞬態(tài)和頻率響應(yīng)。選擇和調(diào)節(jié)“正確”的電容許 多類型的電容具有不合需要的電壓系數(shù)。這些電容可能在高通濾波器滾降頻率之處或附近造

18、成巨大的失真。陶瓷NPO電容以及云母和許多金屬膜型電容一般均能解 決這個問題。然而，當這些電容在容值較大時就不經(jīng)濟。如果設(shè)計所需要的電容值大于希望數(shù)值，那么，你可以通過增加電阻值來降低電容值。另一種辦法就是在反 饋路徑中放棄一些環(huán)路增益。因為兩個串聯(lián)的運放可提供較多的增益，所以這么做不會對性能產(chǎn)生太大影響。與我們的正相放大器的 例子一樣，圖5所示的電路具有20dB的增益。我們加入了Ra和Rb，以便在反饋環(huán)路中提供10倍的衰減因子，從而讓我們能夠把兩個電容器的數(shù)值減小 10倍。當然，我們必須把R2也增加10倍，以便在相同頻率來持續(xù)補償零點。這樣就能把電路的Q值維持在希望的數(shù)值。圖5：修改電路以進

19、一步降低電容的數(shù)值。增 加的電阻可被方便地放置在第一個反饋級，位于輸出和R6之間。然而，這種作法對輸出的偏置電壓有負面作用。除了偏置電流之外，沒有電流從R6流向 OpAmp2或C2。因此，如果忽略小的偏置電流，在R6兩側(cè)的直流電壓就是一樣的。如果衰減器被放置在R6之前，那么，反饋環(huán)路就能確保輸出具有一定的 偏置電壓，該電壓等于運放輸入電壓除以衰減系數(shù)。在我們的例子中，這就得到10倍的輸出電壓偏置(衰減系數(shù)= 1/10)。如果該應(yīng)用具有足夠大的電阻值，那么，我們可以把R6、R3、Ra、Rb的數(shù)值增大一定的數(shù)值，然后，把Cs減小相同的數(shù)值。在此，R2也要增加一定的數(shù)值，該值與C1減小的值一樣大，以

20、便保持零點位于正確的頻率點。圖6所示為以10為因子對電路進行修改的結(jié)果。圖6：通過提高電阻值，進一步降低電容值。在這最后兩個步驟中，我們把電容值減小了10倍，同時頻率響應(yīng)沒有改變。簡化反相放大器回顧第一部分的圖4，我們繪制了圖7。圖7：基本正相電路。一把來說，原始增益模塊由OpAmp1和R5構(gòu)成。通過加入反饋電路，R1是不變的，只是會創(chuàng)建高通函數(shù)。然而，R4的存在降低了OpAmp1增益模塊的環(huán)路增益。雖然-R5/R1的標稱增益維持不變，但增益在較低的頻率發(fā)生滾降。如果R4 = R1，那么帶寬就相當于不帶R4電路的67%。最終結(jié)果就是，有了R4，運放的有效增益帶寬積(GBWP)被減小了。如圖8所

21、示，通過把反饋信號施加在OpAmp1的正相端并取消R4，我們能夠消除這種GBWP退化的問題。圖8：用于反相放大器的另一種反饋電路，其零點太多。注意，反饋至OpAmp1的正相端可能會引起反饋變?yōu)檎答?，因此是不穩(wěn)定的。所以，我們還把OpAmp2變?yōu)檎嘁跃S持負反饋。然而，要注意，OpAmp2的增益從方程1：變?yōu)榉匠?a：我們已經(jīng)把另一個零點增加到反饋路徑之中，因此，我們不再需要通過加入R2來創(chuàng)建的零點。我們?nèi)∠鸕2，最終得到的拓撲如圖9所示。圖9：反相放大器的一種替代反饋電路，最終的拓撲結(jié)構(gòu)。這個變量的傳輸函數(shù)如方程2、3和4所示：這個拓撲的方程有點難以處理。我們不再具有R2，而R2可以用來調(diào)節(jié)不依賴于F0的Q值。我 們可以利用上述各個方程來輕松設(shè)置F0。它跟我們原始的拓撲一樣，除了R4/R5一項被替換為R1/(R1+R5)。這一項在不改變增益級 (OpAmp1)時是不可調(diào)節(jié)的，但是，在原始的實現(xiàn)中，R4對增益模塊沒有直接的影響。方程4中Q的等式也有其不可改變的因子R1/(R1+R5)，并 且不包括僅僅影響Q值的特殊元件。可以調(diào)節(jié)F0和Q值的其它參數(shù)是R3、R6、C1和C2。這些項的乘積確定了F0，而電阻與電容的比值確定Q值。圖10描述了利用這種改良的拓撲實現(xiàn)與我們過去的電路具有相同頻率響應(yīng)的電路。圖10：