EMIEMC設(shè)計講座3傳導(dǎo)式EMI的測量技術(shù)

1、EMI/EMC設(shè)計講座（三）傳導(dǎo)式EMI的測量技術(shù) 技術(shù)分類： EDA工具與服務(wù)   作者：中國PCB技術(shù)網(wǎng)/于岳  發(fā)表時間：2007-05-30 傳導(dǎo)式（conducted）EMI是指部分的電磁（射頻）能量透過外部纜線（cable）、電源線、I/O互連界面，形成傳導(dǎo)波（propagation wave）被傳送出去。本文將說明射頻能量經(jīng)由電源線傳送時，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)式噪聲對PCB的影響，以及如何測量傳導(dǎo)式EMI和FCC、CISPR的EMI限制規(guī)定。  差模和共模噪聲傳導(dǎo)式EMI可以分成兩類：差模（Differential mode；DM）和共模（Comm

2、on mode；CM）。差模也稱作對稱模式（symmetric mode）或正常模式（normal mode）；而共模也稱作不對稱模式（asymmetric mode）或接地泄漏模式（ground leakage mode）。由EMI產(chǎn)生的噪聲也分成兩類：差模噪聲和共模噪聲。簡言之，差模噪聲是當(dāng)兩條電源供應(yīng)線路的電流方向互為相反時發(fā)生的，如圖1(a)所示。而共模噪聲是當(dāng)所有的電源供應(yīng)線路的電流方向相同時發(fā)生的，如圖1(b)所示。一般而言，差模訊號通常是我們所要的，因為它能承載有用的數(shù)據(jù)或訊號；而共模訊號（噪聲）是我們不要的副 作用或是差模電路的副產(chǎn)品，它正是EMC的最大難題。從圖一中，可以清楚

3、發(fā)現(xiàn)，共模噪聲的發(fā)生大多數(shù)是因為雜散電容（stray capacitor）的不當(dāng)接地所造成的。這也是為何共模也稱作接地泄漏模式的原因。在圖二中，L是有作用（Live）或相位（Phase）的意思，N是中性（Neutral）的意思，E是安全接地或接地線（Earth wire）的意思；EUT是測試中的設(shè)備（Equipment Under Test）之意思。在E下方，有一個接地符號，它是采用國際電工委員會（International Electrotechnical Commission；IEC）所定義的有保護(hù)的接地（Protective Earth）之符號（在接地線的四周有一個圓形），而且有時會以P

4、E來注明。DM噪聲源是透過L和N對偶線，來推挽（push and pull）電流Idm。因為有DM噪聲源的存在，所以沒有電流通過接地線路。噪聲的電流方向是根據(jù)交流電的周期而變化的。電源供應(yīng)電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因為它流進(jìn)L或N線路，并透過L或N線路離開。不過，在圖二中的差模電流并沒有包含這個電流。這是因為工作電流雖然是差模的，但它不是噪聲。另一方面，對一個電流源（訊號源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍-100或120Hz，它實質(zhì)上仍是屬于直流的，而且不是噪聲；即使它的諧波頻率，超過了標(biāo)準(zhǔn)的傳導(dǎo)式EMI之限制范圍（150 kHz

5、 to 30 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線圈（filter choke）使用，因此這會嚴(yán)重影響EMI濾波器的效能。這時，當(dāng)使用外部的電流探針來量測數(shù)據(jù)時，很可能因此造成測量誤差。圖一：差模和共模噪聲圖二：差模和共模噪聲電路CM噪聲源有接地，而且L和N線路具有相同的阻抗Z。因此，它驅(qū)動相同大小的電路通過L和N線路。不過，這是假設(shè)兩者的阻抗大小相等?？梢郧宄赜^察出，假使雙方的阻抗不均衡（unbalanced），不對稱的共模電流將分布在L和N線路上。這似乎是用詞不當(dāng)或與原定義不符，因為CM本來又稱作不對稱模式。為了避免混淆，此時的模式應(yīng)該

6、稱作非對稱（nonsymmetric）模式，好和不對稱模式做區(qū)分。在大多數(shù)的電源供應(yīng)電路中，在這個模式下所發(fā)出的EMI是最多的。利用不等值的負(fù)載或線路阻抗，就能夠有效地將CM電流轉(zhuǎn)換成一部分是CM電流，另一部分是DM電流。例如：一個DC-DC轉(zhuǎn)換器（converter）供應(yīng)電源給一個次系統(tǒng)，此次系統(tǒng)具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出端存在著尚未被察覺的共模噪聲，它變成一個非常真實的（差動）輸入電壓漣波，并施加給次系統(tǒng)。沒有次系統(tǒng)內(nèi)建的共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）可以參考，因為此噪聲不完全是共模的。到最后，此次系統(tǒng)可能會發(fā)生

7、錯誤。所以，在產(chǎn)生共模電流時，就要馬上降低它的大小，這是非常重要的，是第一要務(wù)。使阻抗均衡則是第二要務(wù)。此外，由于共模和差模的特性，共模電流的頻率會比差模的頻率大。因此，共模電流會產(chǎn)生很大的射頻輻射。而且，會和鄰近的組件和電路發(fā)生電感性與電容性的耦合。通常，一個5uA的共模電流在一個1m長的導(dǎo)線中，所產(chǎn)生的射頻輻射量會超過FCC所規(guī)范的B類限定值。FCC的A類規(guī)范限制共模電流最多只 能有15uA。此外，最短的交流電源線，依照標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定是1m，所以電源線的長度不能比1m短。 在一個真實的電源供應(yīng)電路里，差模噪聲是被一個擺動電流（swinging current），或脈沖電流（pulsating c

8、urrent）啟動的。但是，DM噪聲源很像是一個電壓源。另一方面，共模噪聲是被一個擺動電壓（swinging voltage）啟動的。但CM噪聲源的行為卻比較像是一個電流源，這使得共模噪聲更難被消除。它和所有的電流源一樣，需要有一個流動路徑存在。因為它的路徑包含底盤（chassis），所以外殼可能會變成一個大型的高頻天線。 返回路徑對噪聲電流而言，真正的返回路徑（return path）是什么呢？實體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因為如果沒有EMI濾波器存在的話，部分的噪聲電流將會透過散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過無線的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場會

9、影響相鄰的導(dǎo)體，在這些導(dǎo)體內(nèi)產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應(yīng)輸入端的總和會一直維持零值，因此不會違反Kirchhoff定律在一 封閉電路中，過一節(jié)點的電流量之代數(shù)和為零。利用簡單的數(shù)學(xué)公式，就可以將于L和N線路上所測得的電流，區(qū)分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數(shù)計算的錯誤，必須先對電流的正方向做一定義?？梢约僭O(shè)若電流由右至左流動，就是正方向，反之則為負(fù)方向。此外，必須記住的是：一個電流I若在任一線路中往一個方向流動時，這是等同于I往另一個方向流動的（Kirchhoff定律）。例如：假設(shè)在一條線路（L或N）上，測得一個由右至左流動的電流2A。并在另一條線路上，測得一個

10、由左至右流動的電流5A。CM電流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設(shè)它的E連接到一個大型的金屬接地平面，因此無法測量出流過E的電流值（如果可以測得，那將是簡單的Icm）。這和一般離線的（off-line）電源供應(yīng)器具有3條（有接地線）或2條（沒有接地線）電線不同，不過，在后續(xù)的例子中，我們將會發(fā)現(xiàn)對那些接地不明的設(shè)備而言，其實它們具有一些泄漏（返回）路徑。以圖一為例，假設(shè)第一次測量的線路是L（若選擇N為首次測量的線路，底下所計算出來的結(jié)果也是一樣的）。由此可以導(dǎo)出：IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= -5A求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：Icm =

11、-3AIdm = 3.5A這表示有一個3A的電流，流過E（這是共模的定義）。而且，有一個3.5A的電流在L和N線路中來回流動。再舉一個例子：假設(shè)測得一個2A的電流在一條線路中由右至左流動，而且在另一條線路中沒有電流存在，此時，CM電流和DM電流為多少？IL = Icm/2 + Idm= 2AIN = Icm/2 - Idm= 0A對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：Icm = 2AIdm = 1A這是非對稱模式的例子。從此結(jié)果可以看出，非對稱模式的一部分可以視為不對稱（CM）模式，而它的另一部分可視為對稱（DM）模式。 傳導(dǎo)式EMI的測量為了要測量EMI，我們必須使用一個阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（Impeda

12、nce Stabilization Network；ISN）。和ISN類似的LISN已被應(yīng)用到離線的電源供應(yīng)電路中，其全名是線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（Line Impedance Stabilization Network；LISN）或仿真的主要網(wǎng)絡(luò)（Artificial Mains Network；AMN）。如圖三所示，那是一個簡易的電路圖。若產(chǎn)品想要通過國際射頻干擾特別委員會（International Special Committee on Radio Interference；CISPR）所制定的CISPR 22限制（limits）規(guī)定，就必須采用符合CISPR 16規(guī)范所定義的LISN；C

13、ISPR 16是CISPR 22所參考的標(biāo)準(zhǔn)。圖三：一個CISPR LISN的簡易電路圖使用LISN的目的是多重的。它是一個干凈的交流電源，將電能供應(yīng)給電源供應(yīng)器。接收機或頻譜分析儀可以利用它來讀出測量值。它提供一個穩(wěn)定的均衡阻抗，即使噪聲是來自于電源供應(yīng)器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點重復(fù)進(jìn)行。對噪聲源而言，LISN就是它的負(fù)載。假設(shè)在此LISN電路中，L和C的值是這樣決定的：       電感L小到不會降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內(nèi)（150 kHz to 30MHz），它大到可以被視為開路（

14、open）。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內(nèi)，它大到變成短路（short）。 上面的敘述（幾乎）是為真的。在圖三中，主要的簡化部分是，纜線或接收機的輸入阻抗已經(jīng)被包含進(jìn)去了。將一條典型的同軸纜線連接到一臺測量儀器（分析儀或接收機或示波器等）時，對一個高頻訊號而言，此纜線的輸入阻抗是50奧姆（因為傳輸線效應(yīng)）。所以，當(dāng)接收機正在測量這個訊號時，假設(shè)在L和E之間，LISN使用一個繼電/切換（relay/switch）電路，將實際的50奧姆電阻移往相反的配對線路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線路在任何時候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。選擇50奧姆是為了要仿真高頻

15、訊號的輸入阻抗，因為高頻訊號所使用的主要導(dǎo)線之阻抗值近似于50奧姆。此外，它可以讓一般的測量工作，在任何地點、任何時間重復(fù)地進(jìn)行。值得注意的是，電信設(shè)備的通訊端口是使用阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)，它是使用150奧姆，而不是50奧姆；這是因為一般的數(shù)據(jù)線路（data line）之輸入阻抗值近似于150奧姆。圖四：對DM和CM噪 聲源而言，LISN所代表的負(fù)載阻抗為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25乘以流向E的電流值（或者是50乘以Icm/2）。差模電壓是100乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負(fù)載阻抗給噪聲源（沒有任何的輸入濾波器存在）：CM負(fù)載阻抗是25，DM負(fù)載阻抗是100。當(dāng)LISN切換時

16、，可以由下式得出噪聲電壓值：VL=25Icm+50Idm 或 VN="25"Icm - 50Idm這是否意味著只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM噪聲的相對比例大??？其實，許多人常有這樣的錯誤觀念：如果來自于電源供應(yīng)器的噪聲大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會相等。如果噪聲是屬于CM的，則VL和VN的大小也會相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時，則VL和VN的測量值將不會相同。如果這樣的觀念正確的話，那就表示即使在一個離線的電源供應(yīng)器中，L和N線路是對稱的，但L和N線路上的輻射量還是不相等的。在某一個特殊的時間點，兩線路上的個別噪聲大小可能會不

17、相等，但實際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線路之間跳躍著，如同工作電流一樣。所以，任何偵測器測量此兩條線路時，只要測量的時間超過數(shù)個電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會很大的。不過，極小的差異可能會存在，這是因為有各種不同的不對稱性存在。當(dāng)然，VL和VN的測量結(jié)果必須符合EMI的限制規(guī)定。使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM噪聲值，它們是利用上述的代數(shù)公式求得的。但有時還是需要各別測量CM和DM噪聲值，譬如：為了排除故障或診斷錯誤。幸好有一些聰明的方法可以達(dá)到各別測量的目的。我們舉兩個例子：有一種裝置稱作LISN MATE，不過，目前已經(jīng)很少被使用了。它會衰減DM噪聲約50dB

18、，但不會大幅衰減CM噪聲（約僅衰減4dB）。它的電路如圖五所示。圖六是一種以變壓器為基礎(chǔ)的裝置，它是利用共模電壓無法使變壓器工作的原理；因為本質(zhì)上需要差動的一次測電壓，才能使變壓器線圈內(nèi)的磁通量擺動（swing）。它不像LISN MATE，此時CM和DM噪聲是一起輸出。不過，上述的兩種方法都需要修改LISN電路。因為一般的LISN只提供VL或VN，無法同時提供這兩者。最好是購買CM和DM噪聲有分離輸出的LISN。此外，也應(yīng)該要有總和檢視的功能，以確定是否有遵守技術(shù)規(guī)范的限制。圖五：LISN MATE圖六：CM和DM分離器傳導(dǎo)式EMI的限制對EMI而言，濾波器是做何用途呢？表一列出了FCC和CI

19、SPR 22的EMI限制規(guī)定。此表中比較特殊的是，除了可用dBV計量以外，也可以用mV來計量。這對那些討厭使用對數(shù)（logarithm）計算的設(shè)計者而言很便利。在對數(shù)的定義里：db=20log10V1/V2  ，V1/V2是輸出入電壓的比值。所以，dBV表示是以IV為對數(shù)的比較基準(zhǔn)。下式是mV轉(zhuǎn)換成dBV的公式：(dBV)=20logmV/10-6譬如：0.25mV可以透過公式，得出：20log100.251,000/1 48 dBV。而dBV轉(zhuǎn)換成mV的公式如下：(mV)=(10(dbV)/20)10-3表一：傳導(dǎo)式EMI的限制 必須注意的是，F(xiàn)CC并沒有規(guī)定平均的限制值，只規(guī)定了

20、準(zhǔn)峰值（quasi-peak）。雖然，F(xiàn)CC有認(rèn)可CISPR22的限制值。但是，F(xiàn)CC不允許兩者混用或并用。設(shè)計者必須擇一而從。不過，以目前的情況來看，F(xiàn)CC Part 15勢必會逐漸和CISPR 22完全一致的。表二是dBV與mV的快速轉(zhuǎn)換對查表，我們可以利用上述的公式來轉(zhuǎn)換dBV、mV；或利用表二查得。表二：dBV與mV的對查表再觀察一下表一中的類別B，尤其是150 kHz至450 kHz，和450 kHz至500 kHz的區(qū)域。實際上，對CISPR而言，這是一個連續(xù)的區(qū)域，因為dBV對log(f)的限制線在150 kHz到500 kHz的區(qū)域內(nèi)是一條直線。在150 kHz至500 kHz

21、之間，CISPR均限曲線（傳導(dǎo)式EMI）的任一點之dBV值可由下式求出：(dBVAVG)= -19.07log(MHZ)+40.28為了方便計算和記憶，上式可以改寫成：(dBVAVG)= -20log(MHZ)+40在這個區(qū)域內(nèi)的準(zhǔn)峰值限制正好比平均限制高10dB。所以，在150 kHz至500 kHz之間，CISPR準(zhǔn)峰值限制曲線（傳導(dǎo)式EMI的任一點之dBV值可由下式求出：） (dBVQP)= -19.07log(MHZ)+50.28同樣的，上式也可以改寫成：(dBVQP)= -20log(MHZ)+50CISPR 22類別B在150 kHz至500 kHz之間的限制值，實際上是上述的化約式。 就數(shù)學(xué)定義而言，Alog(MHZ)+c是一條直線（如果水平軸具有對數(shù)刻度），其斜率為A，當(dāng)頻率（f）為1MHz時，它通過c點。就CISPR 22類別B而言，雖然它的dBV直線在500 kHz處被截斷，但是它的漸近線（asymptote）仍會通過40或50dBV，這分別是均限曲線和