電力電子降壓斬波電路設計

1、1. 引言隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛，電子設備的種類也越來越多。電子設備的小型化和低成本化使電源向輕，薄，小和高效率方向發(fā)展。開關電源因其體積小，重量輕和效率高的優(yōu)點而在各種電子信息設備中得到廣泛的應用。伴隨著人們對開關電源的進一步升級，低電壓，大電流和高效率的開關電源成為研究趨勢。開關電源分為AC/DC和DC/DC，其中DC/DC 變換已實現(xiàn)模塊化，其設計技術和生產(chǎn)工藝已相對成熟和標準化。DC/DC變換是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波。斬波電路主要用于電子電路的供電電源，也可拖動直流電動機或帶蓄電池負載等。IGBT降壓斬波電路就是直流斬波中

2、最基本的一種電路，是用IGBT作為全控型器件的降壓斬波電路，用于直流到直流的降壓變換。IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復合器件。它既有MOSFET易驅動的特點，又具有功率晶體管電壓、電流容量大等優(yōu)點。其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十千赫茲頻率范圍內，故在較高頻率的大、中功率應用中占據(jù)了主導地位。所以用IGBT作為全控型器件的降壓斬波電路就有了IGBT易驅動，電壓、電流容量大的優(yōu)點。IGBT降壓斬波電路由于易驅動，電壓、電流容量大在電力電子技術應用領域中有廣闊的發(fā)展前景，也由于開關電源向低電壓，大電流和高效率發(fā)展的趨勢，促進了IGBT降壓斬波電路的發(fā)展。2. 方案

3、確定電力電子器件在實際應用中，一般是由控制電路，驅動電路，保護電路和以電力電子器件為核心的主電路組成一個系統(tǒng)。由信息電子電路組成的控制電路按照系統(tǒng)的工作要求形成控制信號，通過驅動電路去控制主電路中電力電子器件的導通或者關斷來完成整個系統(tǒng)的功能，當控制電路所產(chǎn)生的控制信號能夠足以驅動電力電子開關時就無需驅動電路。根據(jù)降壓斬波電路設計任務要求設計主電路、控制電路、驅動及保護電路，設計出降壓斬波電路的結構框圖如圖1所示。 圖1降壓斬波電路結構框圖在圖1結構框圖中，控制電路是用來產(chǎn)生降壓斬波電路的控制信號，控制電路產(chǎn)生的控制信號傳到驅動電路，驅動電路把控制信號轉換為加在開關控制端，可以使其開通或關斷的

4、信號。通過控制開關的開通和關斷來控制降壓斬波電路的主電路工作?？刂齐娐分械谋Ｗo電路是用來保護電路的，防止電路產(chǎn)生過電流現(xiàn)象損害電路設備。3. 主電路設計3.1 主電路方案根據(jù)所選課題設計要求設計一個降壓斬波電路，可運用電力電子開關來控制電路的通斷即改變占空比，從而獲得我們所想要的電壓。這就可以根據(jù)所學的buck降壓電路作為主電路，這個方案是較為簡單的方案，直接進行直直變換簡化了電路結構。而另一種方案是先把直流變交流降壓，再把交流變直流，這種方案把本該簡單的電路復雜化，不可取。至于開關的選擇，選用比較熟悉的全控型的IGBT管，而不選半控型的晶閘管，因為IGBT控制較為簡單，且它既具有輸入阻抗高、

5、開關速度快、驅動電路簡單等特點，又用通態(tài)壓降小、耐壓高、電流大等優(yōu)點。3.2 工作原理 根據(jù)所學的知識，直流降壓斬波主電路如圖2所示： 圖2 主電路圖直流降壓斬波主電路使用一個全控器件IGBT控制導通。用控制電路和驅動電路來控制IGBT的通斷，當t=0時，驅動IGBT導通，電源E向負載供電，負載電壓=E，負載電流按指數(shù)曲線上升。電路工作時波形圖如圖3所示： 圖3 降壓電路波形圖 當時刻，控制IGBT關斷，負載電流經(jīng)二極管續(xù)流，負載電壓近似為零，負載電流指數(shù)曲線下降。為了使負載電流連續(xù)且脈動小，故串聯(lián)L值較大的電感。至一個周期T結束，再驅動IGBT導通，重復上一周期的過程。當電力工作于穩(wěn)態(tài)時負載

6、電流在一個周期的初值和終值相等，負載電壓的平均值為 為IGBT處于通態(tài)的時間；為處于斷態(tài)的時間；T為開關周期；為導通占空比。通過調節(jié)占空比使輸出到負載的電壓平均值Uo最大為E，若減小占空比，則Uo隨之減小。由此可知，輸出到負載的電壓平均值Uo 最大為U i，若減小占空比，則Uo 隨之減小，由于輸出電壓低于輸入電壓，故稱該電路為降壓斬波電路。3.3參數(shù)分析主電路中需要確定參數(shù)的元器件有IGBT、二極管、直流電源、電感、電阻值的確定，其參數(shù)確定如下：(1)電源 要求輸入電壓為100V。(2)電阻 因為當輸出電壓為50-80V時，假設輸出電流為0.1-5A。所以由歐姆定律可得負載電阻值為，所以取電阻

7、20歐姆。(3)IGBT 由圖3易知當IGBT截止時，回路通過二極管續(xù)流，此時IGBT兩端承受最大正壓為100V；而當=1時，IGBT有最大電流，其值為5A。故需選擇集電極最大連續(xù)電流=，反向擊穿電壓的IGBT，而一般的IGBT都滿足要求。(4)二極管 其承受最大反壓100V，其承受最大電流趨近于5A，考慮2倍裕量，故需選擇，的二極管。(5)電感 由上面所選的電阻20歐姆，根據(jù)歐姆定律： 當Uo=80V時，Iomax=4A;當Uo=50V時，Iomin=2.5A;根據(jù)電感電流連續(xù)時電感量臨界值條件：L=Uo*（Ud-Uo）/(2UdIo)為了保證負載最小電流電路能夠連續(xù)，取Io=2.5A來算，

8、可得L=0.125mH，所以只要所取電感L0.125mH ，取L=1mH。（6）開關頻率 f=40kHz（7）電容 設計要求輸出電壓紋波小于1%，由紋波電壓公式： 可得 LC = 0.195 uH*F 取C=0.47mF 4. 控制電路設計4.1 控制電路方案選擇控制電路需要實現(xiàn)的功能是產(chǎn)生控制信號，用于控制斬波電路中主功率器件的通斷，通過對占空比的調節(jié)達到控制輸出電壓大小的目的。斬波電路有三種控制方式：1.保持開關周期T不變，調節(jié)開關導通時間ton，稱為脈沖寬度調制或脈沖調寬型；2.保持導通時間不變，改變開關周期T，成為頻率調制或調頻型；3.導通時間和周期T都可調，是占空比改變，稱為混合型。

9、因為斬波電路有這三種控制方式，又因為PWM控制技術應用最為廣泛，所以采用PWM控制方式來控制IGBT的通斷。PWM控制就是對脈沖寬度進行調制的技術。這種電路把直流電壓“斬”成一系列脈沖，改變脈沖的占空比來獲得所需的輸出電壓。改變脈沖的占空比就是對脈沖寬度進行調制，只是因為輸入電壓和所需要的輸出電壓都是直流電壓，因此脈沖既是等幅的，也是等寬的，僅僅是對脈沖的占空比進行控制。圖4.1 SG3525引腳圖對于控制電路的設計其實可以有很多種方法，可以通過一些數(shù)字運算芯片如單片機、CPLD等等來輸出PWM波，也可以通過特定的PWM發(fā)生芯片來控制。因為題目要求輸出電壓連續(xù)可調，所以我選用一般的PWM發(fā)生芯

10、片來進行連續(xù)控制。對于PWM發(fā)生芯片，我選用了SG3525芯片，其引腳圖如圖4.1所示，它是一款專用的PWM控制集成電路芯片，它采用恒頻調寬控制方案，內部包括精密基準源、鋸齒波振蕩器、誤差放大器、比較器、分頻器和保護電路等。其11和14腳輸出兩個等幅、等頻、相位互補、占空比可調的PWM信號。腳6、腳7 內有一個雙門限比較器，內設電容充放電電路，加上外接的電阻電容電路共同構成SG3525 的振蕩器。振蕩器還設有外同步輸入端(腳3)。腳1 及腳2 分別為芯片內部誤差放大器的反相輸入端、同相輸入端。該放大器是一個兩級差分放大器。根據(jù)系統(tǒng)的動態(tài)、靜態(tài)特性要求，在誤差放大器的輸出腳9和腳1之間一般要添加

11、適當?shù)姆答佈a償網(wǎng)絡，另外當10腳的電壓為高電平時，11和14腳的電壓變?yōu)?0輸出。 4.2 工作原理由于SG3525的振蕩頻率可表示為 ： 4.1式中:, 分別是與腳5、腳6相連的振蕩器的電容和電阻；是與腳7相連的放電端電阻值。根據(jù)任務要求需要頻率為40kHz，所以由上式可取=0.01F, = ,=。可得f=40kHz，滿足要求。 圖4.2 控制電路SG3525有過流保護的功能，可以通過改變10腳電壓的高低來控制脈沖波的輸出。因此可以將驅動電路輸出的過流保護電流信號經(jīng)一電阻作用，轉換成電壓信號來進行過流保護，同理也可以用10端進行過壓保護，如圖4.2所示10端外接過壓過流保護電路。當驅動電路檢

12、測到過流時發(fā)出電流信號，由于電阻的作用將10腳的電位抬高，從而11、14腳輸出低電平，而當其沒有過流時，10腳一直處于低電平，從而正常的輸出PWM波。SG3525還有穩(wěn)壓作用。1端接芯片內置電源，2端接負載輸出電壓，通過1端的變位器得到它的一個基準電位，從而當負載電位發(fā)生變化時能夠通過1、2所接的誤差放大器來控制輸出脈寬的占空比，若負載電位升高則輸出脈寬占空比減小，使得輸出電壓減小從而穩(wěn)定了輸出電壓，反之則然。調節(jié)變位器使得1端得到不同的基準電位，控制輸出脈寬的占空比，從而可使得輸出電壓為50-80V范圍。4.3 控制芯片介紹本控制電路是以SG3525 為核心構成,SG3525 為美國Sili

13、con General 公司生產(chǎn)的專用，它集成了PWM 控制電路,其內部電路結構及各引腳功能如圖4.3所示,它采用恒頻脈寬調制控制方案,內部包含有精密基準源,鋸齒波振蕩器,誤差放大器,比較器,分頻器和保護電路等.調節(jié)Ur 的大小,在11,14兩端可輸出兩個幅度相等,頻率相等,相位相差, 占空比可調的矩形波(即PWM信號).然后，將脈沖信號送往芯片HL402，對微信號進行升壓處理，再把經(jīng)過處理的電平信號送往IGBT，對其觸發(fā)，以滿足主電路的要求。 圖4.3 SG3525A 芯片的內部結構（1）基準電壓調整器基準電壓調整器是輸出為5.1V，50mA，有短路電流保護的電壓調整器。它供電給所有內部電路

14、，同時又可作為外部基準參考電壓。若輸入電壓低于6V時，可把15、16腳短接，這時5V電壓調整器不起作用。（2）振蕩器3525A的振蕩器，除CT、RT端外，增加了放電7、同步端3。RT阻值決定了內部恒流值對CT充電，CT的放電則由5、7端之間外接的電阻值RD決定。把充電和放電回路分開，有利于通過RD來調節(jié)死區(qū)的時間，因此是重大改進。這時3525A的振蕩頻率可表為： （3.1）在3525A中增加了同步端3專為外同步用，為多個3525A的聯(lián)用提供了方便。同步脈沖的頻率應比振蕩頻率fs要低一些。(3)誤差放大器誤差放大器是差動輸入的放大器。它的增益標稱值為80dB，其大小由反饋或輸出負載決定，輸出負載

15、可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容的元件組合。該放大器共模輸入電壓范圍在1.83.4V，需要將基準電壓分壓送至誤差放大器1腳（正電壓輸出）或2腳（負電阻輸出）。3524的誤差放大器、電流控制器和關閉控制三個信號共用一個反相輸入端，3525A改為增加一個反相輸入端，誤差放大器與關閉電路各自送至比較器的反相端。這樣避免了彼此相互影響。有利于誤差放大器和補償網(wǎng)絡工作精度的提高。(4)閉鎖控制端10利用外部電路控制10腳電位，當10腳有高電平時，可關閉誤差放大器的輸出，因此，可作為軟起動和過電壓保護等。(5)有軟起動電路比較器的反相端即軟起動控制端8，端8可外接軟起動電容。該電容由內部Vref的5

16、0A恒流源充電。達到2.5V所經(jīng)的時間為。點空比由小到大（50）變化。(6)增加PWM鎖存器使關閉作用更可靠比較器（脈沖寬度調制）輸出送到PWM鎖存器。鎖存器由關閉電路置位，由振蕩器輸出時間脈沖復位。這樣，當關閉電路動作，即使過流信號立即消失，鎖存器也可維持一個周期的關閉控制，直到下一周期時鐘信號使倘存器復位為止。另外，由于PWM鎖存器對比較器來的置位信號鎖存，將誤差放大器上的噪音、振鈴及系統(tǒng)所有的跳動和振蕩信號消除了。只有在下一個時鐘周期才能重新置位，有利于可靠性提高。(7)增設欠壓鎖定電路電路主要作用是當IC塊輸入電壓小于8V時，集成塊內部電路鎖定，停止工作（其準源及必要電路除外），使之消

17、耗電流降到很?。s2mA）。(8)輸出級由兩個中功率NPN管構成，每管有抗飽和電路和過流保護電路，每組可輸出100mA。組間是相互隔離的。電路結構改為確保其輸出電平或者是高電平或者是低電平的一個電平狀態(tài)中。為了能適應驅動快速的場效應功率管的需要，末級采用推拉式電路，使關斷速度更快。11端（或14端）的拉電流和灌電流，達100mA。在狀態(tài)轉換中，由于存在開閉滯后，使流出和吸收間出現(xiàn)重迭導通。在重迭處有一個電流尖脈沖，其持續(xù)時間約100ns。使用時VC接一個0.1f電容可以濾去尖峰。另一個不足處是吸電流時，如負載電流達到50mA以上時，管飽和壓降較高（約1V）。5. 驅動電路設計5.1 驅動電路方

18、案選擇IGBT是電力電子器件，控制電路產(chǎn)生的控制信號一般難以以直接驅動IGBT。因此需要信號放大的電路。另外直流斬波電路會產(chǎn)生很大的電磁干擾，會影響控制電路的正常工作，甚至導致電力電子器件的損壞。因而還設計中還學要有帶電氣隔離的部分。該驅動部分是連接控制部分和主電路的橋梁，驅動電路的穩(wěn)定與可靠性直接影響著整個系統(tǒng)變流的成敗。具體來講IGBT的驅動要求有一下幾點：1）動態(tài)驅動能力強，能為IGBT柵極提供具有陡峭前后沿的驅動脈沖。否則IGBT會在開通及關延時，同時要保證當IGBT損壞時驅動電路中的其他元件不會被損壞。2）能向 IGBT提供適當?shù)恼蚝头聪驏艍海话闳?15 V左右的正向柵壓比較恰當

19、，取-5V反向柵壓能讓IGBT可靠截止。3）具有柵壓限幅電路，保護柵極不被擊穿。IGBT柵極極限電壓一般為土20 V，驅動信號超出此范圍可能破壞柵極。4）當 IGBT處于負載短路或過流狀態(tài)時，能在IGBT允許時間內通過逐漸降低柵壓自動抑制故障電流，實現(xiàn)IGBT的軟關斷。驅動電路的軟關斷過程不應隨輸入信號的消失而受到影響。針對以上幾個要求，對驅動電路進行以下設計。針對驅動電路的隔離方式，有以下2種驅動電路，下面對其進行比較選擇。方案1：采用光電耦合式驅動電路，該電路雙側都有源。其提供的脈沖寬度不受限制，較易檢測IGBT的電壓和電流的狀態(tài)，對外送出過流信號。另外它使用比較方便，穩(wěn)定性比較好。但是它

20、需要較多的工作電源，其對脈沖信號有1us的時間滯后，不適應于某些要求比較高的場合。方案2：采用變壓器耦合驅動器，其輸入輸出耐壓高，電路結構簡單，延遲小。但是它不能實現(xiàn)自動過流保護，不能實現(xiàn)任意脈寬輸出，而且其對變壓器的繞制要求嚴格。通過以上比較，結合本系統(tǒng)中，對電壓要求不高，而且只有一個全控器件需要控制，使用光耦電路，使用方便，所以選擇方案1。對于方案1可以用EXB841驅動芯片來實現(xiàn)也可以直接用光耦電路進行主電路與控制電路隔離，再把驅動信號加一級推挽電路進行放大使得驅動信號足以驅動IGBT管。由于我所設計的過流保護電路是利用控制芯片10端來設計的，且直接用光耦電路比較簡單，所以我沒有用驅動芯

21、片而是直接用光耦電路。5.2工作原理如圖5.2所示，IGBT降壓斬波電路的驅動電路提供電氣隔離環(huán)節(jié)。一般電氣隔離采用光隔離或磁隔離。光隔離一般采用光耦合器，光耦合器由發(fā)光二極管和光敏晶體管組成，封裝在一個外殼內。本電路中采用的隔離方法是，先加一級光耦隔離，再加一級推挽電路進行放大。采用的光耦是TLP521-1。為得到最佳的波形，在調試的過程中對光耦兩端的電阻要進行合理的搭配。 圖5.2 驅動電路原理：控制電路所輸出的信號通過TLP521-1光耦合器實現(xiàn)電氣隔離，再經(jīng)過推挽電路進行放大，從而把輸出的控制信號放大6. 保護電路設計6.1 過壓保護電路過壓保護要根據(jù)電路中過壓產(chǎn)生的不同部位，加入不同

22、的保護電路，當達到定電壓值時，自動開通保護電路，所以可分為主電路器件保護和負載保護。 主電路器件保護當達到定電壓值時，自動開通保護電路，使過壓通過保護電路形成通路，消耗過壓儲存的電磁能量，從而使過壓的能量不會加到主開關器件上，保護了電力電子器件。為了達到保護效果，可以使用阻容保護電路來實現(xiàn)。將電容并聯(lián)在回路中，當電路中出現(xiàn)電壓尖峰電壓時，電容兩端電壓不能突變的特性，可以有效地抑制電路中的過壓。與電容串聯(lián)的電阻能消耗掉部分過壓能量，同時抑制電路中的電感與電容產(chǎn)生振蕩，過電壓保護電路如圖6.1.1所示。圖 RC阻容過電壓保護電路圖 負載過壓保護如圖所示 比較器同相端接到負載端，反相端接到一個基準電

23、壓上，輸出端接控制芯片10端，當負載端電壓達到一定的值，比較器輸出Uom抬高10端電位，從而使10端上的信號為高電平時，PWM瑣存器將立即動作，禁止SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動電容將充分放電，直到關斷信號結束，才重新進入軟啟動過程，從而實現(xiàn)過壓保護。電阻的取值，比較器反相端接5.1V電源經(jīng)變位器后為可調基準電壓，比較器同相端電壓應在5V以內，取負載輸出電壓最大值80V來算R20/R18=80/3左右 ，所以R20=100K，R18=4K，R17=10k，R19=2k。 圖 負載過壓保護6.2 過流保護電路當電力電子電路運行不正常或者發(fā)生故障時，可能會

24、發(fā)生過電流。當器件擊穿或短路、觸發(fā)電路或控制電路發(fā)生故障、出現(xiàn)過載、直流側短路、可逆?zhèn)鲃酉到y(tǒng)產(chǎn)生環(huán)流或逆變失敗，以及交流電源電壓過高或過低、缺相等，均可引起過流。由于電力電子器件的電流過載能力相對較差，必須對變換器進行適當?shù)倪^流保護。過流保護的方法比較多，比較簡單的方法是一般采用添加FU熔斷器來限制電流的過大，防止IGBT的破壞和對電路中其他元件的保護。如圖1 在主電路串接一個快速熔斷絲。還有一種方法如圖6.2所示，也是利用控制電路芯片的第10端。在主電路的負載端串接一個很小取樣電阻，把它接到放大器進行放大，后再利用比較器，運用過壓保護原理同樣能實現(xiàn)過流保護。電阻的取值，一般取樣電阻端所獲得的電壓為零點幾伏，需要通過放大器把電壓放大到幾伏左右，由放大器運算公式：Uo=（1+R12/R10）*Ui，取放大10倍，即 1+R12/R10=10 , 所以取R12=9K，R10=1K。放大后把它接到比較器中比較使得比較器