基于極點(diǎn)配置的LCL濾波并網(wǎng)逆變器電流控制策略

1、第38卷 第3期2014年2月10DOI:10.7500/AEPS201212131基于極點(diǎn)配置的LCL濾波并網(wǎng)逆變器電流控制策略(南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院,江蘇省南京市210016)許津銘,謝少軍,唐 婷摘要:LCL濾波并網(wǎng)逆變器具有良好的應(yīng)用前景。針對其電流控制,文中在分析了傳統(tǒng)的單進(jìn)網(wǎng)電流閉環(huán)方案局限性的基礎(chǔ)上,結(jié)合有源阻尼控制機(jī)理,提出了一種基于極點(diǎn)配置的進(jìn)網(wǎng)電流控制思想。其內(nèi)環(huán)為極點(diǎn)配置環(huán)路,外環(huán)為進(jìn)網(wǎng)電流比例積分控制,可實(shí)現(xiàn)高帶寬的電流控制。進(jìn)一步提出內(nèi)環(huán)配置兩個極點(diǎn)為基波共軛極點(diǎn),另兩個極點(diǎn)為諧振頻率處共軛極點(diǎn)的方案,實(shí)現(xiàn)諧振峰的有效抑制及基波頻率處的高增益。分析并推演了其實(shí)現(xiàn)

2、方法,包括反饋的選擇和參數(shù)設(shè)計。最后,詳細(xì)分析了所述方案控制性能并給出了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。關(guān)鍵詞:并網(wǎng)逆變器;LCL濾波器;有源阻尼;諧振控制;極點(diǎn)配置;電流控制0 引言并網(wǎng)逆變技術(shù)是可再生能源分布式發(fā)電的關(guān)鍵技術(shù)之一。進(jìn)網(wǎng)電流質(zhì)量是其重要技術(shù)指標(biāo)之一,各國針對進(jìn)網(wǎng)電流的諧波含量提出了嚴(yán)格的要求。為抑制開關(guān)頻率次諧波,LCL濾波器在電壓源脈寬對電流控制技術(shù)提出了更高的要求。不同于L濾波器,在單進(jìn)網(wǎng)電流閉環(huán)方案下,電容電流內(nèi)環(huán)方案的參數(shù)設(shè)計方法,針對存在的少自由度現(xiàn)象提出了一種折中處理方案,但需在諧振抑制及動態(tài)響應(yīng)之間折中,參數(shù)設(shè)計較為復(fù)雜且在動、穩(wěn)態(tài)響應(yīng)和魯棒性方面仍顯不足。因而,一種可以實(shí)現(xiàn)特征方程

3、全部極點(diǎn)自由配置的狀態(tài)反饋法得14,16。雖然該方法無上述少自由到了廣泛的關(guān)注1-3。相較于L調(diào)制(并網(wǎng)逆變器中成為首選PWM)濾波器,但其諧振現(xiàn)象LCL濾波器的濾波特性好,度的問題,但也難以兼顧穩(wěn)態(tài)與動態(tài)特性,往往需重1418、復(fù)控制諧振控制等的輔助,且需要較多的傳感器。針對上述問題,本文首先分析了濾波器諧振現(xiàn)象及單進(jìn)網(wǎng)電流閉環(huán)控制方案下性能、參數(shù)設(shè)計的局限性,在此基礎(chǔ)上提出了一種廣義的基于極點(diǎn)配置的電流閉環(huán)控制思想,囊括了現(xiàn)有的電流控制方法,進(jìn)一步提出通過內(nèi)環(huán)將系統(tǒng)特征方程配置為四階的新思路,提出的策略兼顧實(shí)現(xiàn)諧振頻率處的有源阻尼和基波頻率的諧振控制。然后從反饋選擇及參數(shù)設(shè)計等方面,以傳感

4、器較少、設(shè)計簡單、性能優(yōu)良為目標(biāo)對其實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行深入研究,形成一套簡單高效的設(shè)計準(zhǔn)則。文獻(xiàn)從反饋控制機(jī)理的角度深入、系統(tǒng)地17分析了LCL濾波器的有源阻尼控制,為尋找新型控饋及電流調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計。雖然文獻(xiàn)中討論了11收稿日期:2012-12-18;修回日期:2013-04-17。撐計劃資助項(xiàng)目(BE2010188)源阻尼方案多,但缺少系統(tǒng)性的分析,方法間比較孤立且少有涉及參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計。9-121314-16、電流電感電壓多變量反饋的方案。11,15-16。雖然目前有其效果好且具有較好的魯棒性6,型的精確性魯棒性不足。另外一種方案利用附7-8、加的反饋控制實(shí)現(xiàn)阻尼,如基于電容電壓電容1-2。文

5、獻(xiàn)次諧波抑制在前向通路上附加零極5-6點(diǎn)改善了諧振頻率處的響應(yīng),但其有效性依賴于模4。串聯(lián)或系統(tǒng)帶寬要設(shè)計得較低,否則產(chǎn)生諧振并聯(lián)電阻可以抑制諧振,但不利于效率優(yōu)化以及高1 控制方案的提出1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)模型圖1為單相LCL濾波并網(wǎng)逆變器(系統(tǒng)額定參,數(shù)見附錄A表A1)由逆變器側(cè)電感L1、濾波電容制方案、展開進(jìn)一步研究打下了基礎(chǔ),但其僅討論了可行的有源阻尼,未涉及電流閉環(huán)控制、有源阻尼反;究生科研創(chuàng)新計劃資助項(xiàng)目(江蘇省科技支CXZZ12_0153);國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(江蘇省普通高校研51077070)其中Udc為直流母線電壓,C1和網(wǎng)側(cè)電感L2組成,uinv為逆變器橋臂中點(diǎn)輸出電壓,

6、ug為電網(wǎng)電壓,iref為基準(zhǔn)進(jìn)網(wǎng)電流,采用單極性或者雙um為調(diào)制波,。極性正弦脈寬調(diào)制(SPWM)952014,38(3)GPI(s)=kpkp=ai2(Ti=5)sw1(L1+L2)fsw2is+1Tis(3)(4)Fi圖g.1 Single-1p hase單相LCLLCL-filtered濾波并網(wǎng)逆變器grid-connectedinverter電流分別表示為:逆變器側(cè)電感3個濾波元件的電壓、電壓u電容電流iL1基爾霍夫定C1律、網(wǎng)側(cè)電感電壓、逆變器側(cè)電u流iL1、可得uL2、電容電壓uC1、inv至進(jìn)網(wǎng)電流進(jìn)網(wǎng)電流iiL2。L2的傳遞函由數(shù)如式( GiuL21inv()s所示)=。L1

7、L2C1s3+(r2L1+r1L式中:L(L1,L2,C1分別為L1C2)C11+L2+r1r2,L21)s,+C1r1的+r值2s2-1+;r(1)為濾波電感的等效寄生電阻,為便于分析均1和r取為250m由于濾波電容的高頻阻抗非常小。,網(wǎng)側(cè)電流中高頻諧波含量可以得到大幅衰減(見附錄圖其倍頻諧波A1),相較于A電壓L的(L1濾+波L2效)果濾大波幅器提,對開關(guān)頻率及濾波器在諧振頻率fres環(huán)相位穿越-180°,(見式(2)處存在尖峰高。但是。,且開LCLfres=res=1L1+L2(2)式中:221L2C11.2 進(jìn)網(wǎng)電流單閉環(huán)控制方案res為諧振角頻率。類似于L濾波并網(wǎng)逆變器,對

8、進(jìn)網(wǎng)電流采用直接閉環(huán)控制方案,如圖2所示。采用比例積分(調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)電流跟蹤,u為PI)電網(wǎng)電壓前饋環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)PI調(diào)節(jié)器的輸出,G,G器g為環(huán)節(jié)傳遞函數(shù),PWM為逆變(暫不考慮s)=1。PWM延遲,考慮其為比例PWM環(huán)節(jié),即GPWMFi圖g.22 Grid進(jìn)網(wǎng)電流直接閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)-controlinjectedstructurecurrentclose-loop對于L濾波并網(wǎng)逆變器,當(dāng)設(shè)計的(近似于開關(guān)頻3),該電。流眾控所制周可知實(shí),現(xiàn)PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)如式(時高帶寬6寬越高,其動態(tài)響應(yīng)越快且對諧波抑制能力越強(qiáng)率的1/5)電流控制。帶96式中:ai為某一正數(shù),本文取為濾波器具有相似的低頻3;

9、fsw為開關(guān)頻率。此外,段幅相特性LCL濾波器同。而且,濾波器諧振頻率一般為開關(guān)頻L率的LCL濾波并網(wǎng)逆變器1/4到1/22,6,因而可將該P(yáng)I調(diào)節(jié)器應(yīng)用于?；鶞?zhǔn)進(jìn)網(wǎng)電流i流iref至進(jìn)網(wǎng)電L2的開環(huán)傳遞函數(shù)為:GiiL2(s)=GPI(si式中:下標(biāo)ref圖o,o表示開環(huán)特性)GPWM。(s)GuL2inv(s)(6)由圖了相同的開環(huán)截3可知3給出了進(jìn)網(wǎng)電流單環(huán)控制的開環(huán)波特圖。,基于止LCL及頻率(fL濾波的并網(wǎng)逆變器實(shí)現(xiàn)c1.2kHz波器,進(jìn)網(wǎng)電流可實(shí)現(xiàn)快速跟蹤基準(zhǔn);),但采是用,采L濾用LCL濾波器時,由于諧振峰值大于穩(wěn)定,因而需減小k0dB,系統(tǒng)難以p。此外,基波頻率f0處開環(huán)增益僅

10、為增大k3優(yōu)良性能。8。該矛dB,不利于實(shí)現(xiàn)較好的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)盾導(dǎo)致進(jìn)網(wǎng)電流單環(huán)控制難,因而需p以保證Fi圖.33 O進(jìn)網(wǎng)電流單環(huán)控制的開環(huán)波特圖gpcurrenten-loopsinBodegle-looplotspcontrolofgrid-injected1.3廣義的基于極點(diǎn)配置的雙環(huán)控制方案有源阻尼控制是實(shí)現(xiàn)諧振抑制的有效途徑。文獻(xiàn)濾波器中17系統(tǒng)分析了基于變量反饋的有源阻尼3個濾波元件的6個電壓、電流量的合適,指出反饋均可實(shí)現(xiàn)諧振抑制。其對尋找新型方案具有較好的參考意義,但是控制器的選取及其參數(shù)優(yōu)化設(shè)計未涉及。結(jié)合文獻(xiàn)可將欠阻尼的17研究可知,通過反饋控制,阻尼的三階模型LCL濾波器(式

11、(,如式(7)所示。1)控制成具有合適·電力電子技術(shù)應(yīng)用專題· 許津銘,等 基于極點(diǎn)配置的LCL濾波并網(wǎng)逆變器電流控制策略GuL2(s)=i1(7)(L1L2C1(s+mn)s2+2ns+2n)i式中:為u至iL2的傳遞函數(shù);GuL2(s)n為該三階濾波模型的諧振頻率;m為為諧振極點(diǎn)的阻尼系數(shù);復(fù)平面上實(shí)極點(diǎn)同諧振極點(diǎn)距虛軸的距離之比。結(jié)合圖2,本文提出一種廣義的基于極點(diǎn)配置的雙環(huán)電流控制結(jié)構(gòu),如圖所示。2 基于極點(diǎn)配置的電流控制方案的實(shí)現(xiàn)2.1 現(xiàn)有的基于極點(diǎn)配置的電流控制已有文獻(xiàn)的基于反饋控制的有源阻尼方案均可9-12,對應(yīng)到圖4結(jié)構(gòu)中:電容電流反饋x=iC1;電容電壓

12、反饋7-8,GAD(s)=kx=uC113,17;,逆變器側(cè)電感電壓反饋=GAD(s)ksx=17Gx=Fi圖g.4 Pole4 基于極點(diǎn)配置的電流控制結(jié)構(gòu)placement-basedcurrentcontrolstructure(矩陣維數(shù)為圖中,電流組成的行向量,組合反饋16x為由前述),Gf=AD(xGs)6為內(nèi)環(huán)極點(diǎn)配置的傳遞函數(shù)個電壓、傳遞函數(shù)如式(。進(jìn)而iGi8)所示。AD(s)ref至iL2的開環(huán)iL2從穩(wěn)態(tài)響應(yīng)ref的o角)度=GPI來說(s,)Gi,(suL2m=0(s時)基波頻率(8的)增益達(dá)到最大且同圖電阻,式(G1)即可化為式3uiL2(s)=1(相當(dāng)7)。,此時式這是

13、因?yàn)槿艉雎约纳?可表示為:sL顯然,式(1L2C1(s2+217)ns+2n)(9)節(jié)的級聯(lián),即9)型系統(tǒng)可等效為積分調(diào)節(jié)器同二階濾波環(huán),這樣一種內(nèi)環(huán)配置方式有利于直流量的無靜差跟蹤,但是難以實(shí)現(xiàn)基波頻率的無靜差跟蹤。為此,若內(nèi)環(huán)配置成基波諧振控制器同二階濾波環(huán)節(jié)的級聯(lián),則有利于實(shí)現(xiàn)更優(yōu)的基波頻率分量的跟蹤響應(yīng),即GiuL2(s)=s2+2s00s+20L1L2C1(s2+21ns+2n)式中:0=2。f0,為基波角頻率;0為基波諧振控制(10)的阻尼系數(shù)據(jù)此,本文提出的基于極點(diǎn)配置的電流控制思想如下:圖4控制框圖中,內(nèi)環(huán)為極點(diǎn)配置環(huán)路,通過合適的反饋配置系統(tǒng)極點(diǎn)(如式(源阻尼與諧振控制特性相

14、結(jié)合,即兩個極點(diǎn)為濾波10)所示),將有器諧振頻率處的共軛極點(diǎn),另兩個極點(diǎn)為基波頻率處欠阻尼共軛極點(diǎn);外環(huán)為進(jìn)網(wǎng)電流的直接電流控制。進(jìn)而,一方面,由于諧振頻率處的特性(可任意配置,諧振峰得到了有效抑制,解決了圖,n);另一方面,由于欠阻尼的基波諧振控3中的不穩(wěn)定問題制具有基波頻率處高增益的特點(diǎn),圖3中基波頻率處的開環(huán)增益得到大幅提高。uuL1數(shù)。L2,上述方法,GAD(ss)=kAD/s,通過附加一個額外反饋實(shí)現(xiàn)阻尼抑ks。;其中網(wǎng)側(cè)電感電壓反饋k為有源阻尼的反饋系,制,原諧振濾波器被控制為如式(型。然而,所示的三階計面臨少自由度的問題n=res不可任意配置,9這導(dǎo)致了參數(shù)設(shè))模。文獻(xiàn)了一種基

15、于零極點(diǎn)對消的、在動態(tài)響應(yīng)與諧振抑制11針對該問題采用之間折中的設(shè)計方法,但方法不通用且較為復(fù)雜。此外,文獻(xiàn)GAD(s)=k114,k的狀態(tài)反饋法中2,k3T,其中k,x=k,kiL1,uC11,23為有源阻尼,iL2,的反饋系數(shù),該內(nèi)環(huán)控制以增加傳感器為代價解決了上述少自由度問題,其內(nèi)環(huán)控制效果如式(示,但其不利于基波電流的穩(wěn)態(tài)跟蹤響應(yīng)。而如前7)所所述,采用式(制和動、穩(wěn)態(tài)性能10)的配置方式。下文以便于參數(shù)設(shè)計為出發(fā)點(diǎn),可保證良好的諧振抑分析式(2.2 新型極點(diǎn)配置電流控制的實(shí)現(xiàn)方法10)方案的實(shí)現(xiàn)方法。為實(shí)現(xiàn)式(合適的反饋f,即10)x所示的內(nèi)環(huán)配置效果及G不同變量的比例積分微AD(s

16、分)控。制文獻(xiàn)即可1實(shí)7,需要選取現(xiàn)分析表明諧振抑制,而且該類控制器便于數(shù)字或模擬實(shí)現(xiàn),本文采用該類型控制器實(shí)現(xiàn)內(nèi)環(huán)配置。此外,為了保證盡可能低的實(shí)現(xiàn)成本,所用的傳感器應(yīng)盡量少。狀態(tài)反饋法內(nèi)環(huán)控制具有參數(shù)設(shè)計方便的優(yōu)點(diǎn),其可實(shí)現(xiàn)(3個可自由配置的極點(diǎn),如式(而式7)所示。似性。10因而)存在,對狀態(tài)反饋法進(jìn)行一定變換再引入一4個可自由配置的極點(diǎn),二者具有相個合適的額外反饋即可獲得本文方案的一種具體實(shí)現(xiàn)方式。狀態(tài)反饋法中組合反饋f為:f=iL1uiéêk1úùC1L2êêk2úëkúû=k1iL1

17、+k2uC1+k3iL2(11)計及外環(huán)控制流、電壓間的關(guān)系及基爾霍夫電流定律進(jìn)行變換11)所需傳感,器進(jìn)網(wǎng)電流傳感器是必3過多。為此可以利用需元的。件但是式(,電如 f=k1(iC1+iL2)C2iC11æs+k3iL2=çèk1k+2öæ+C÷1søiC1+(k1+k3)iL2=çèh1+hs2ö÷øiC1+h3iL2(12)972014,38(3)至此,省掉一個傳感器,僅需要附加一個電容電流的采樣電路(應(yīng)用中,可通過采樣逆變器側(cè)電流后與進(jìn)網(wǎng)電流相減獲得,其好處是可利用逆

18、變器側(cè)電流實(shí)現(xiàn)對逆變橋的保護(hù);另外,運(yùn)算時涉及了積分函數(shù),積分初值和飽和的問題可通過適當(dāng)設(shè)置數(shù)字信號處理器(軟件參數(shù)及在程序中加入積分限幅DSP)考慮到電網(wǎng)頻率的小幅變化,如文獻(xiàn)所述,可以18選取一個較小的值保證電網(wǎng)頻率處于諧振控制的帶寬內(nèi),本文選為0.01。波諧振極點(diǎn)同另一對諧振極點(diǎn)間的相互作用可忽。由略。即在諧振頻率附近,式(可等效為式(10)9)由于基波諧振控制僅實(shí)現(xiàn)基波頻率附近幅相特性的改變,而且基波頻率值遠(yuǎn)小于諧振頻率,因而基GuL2(s)=i。利用梅森增益公式或流圖變換法,環(huán)節(jié)來解決)求得內(nèi)環(huán)配置后的傳遞函數(shù)為:一般取為0于為諧振極點(diǎn)的阻尼比,.40.8。越大,諧振抑制越好,但是若

19、過大,系統(tǒng)相位將進(jìn)1L2C1s3+h1L2C1s2+(h12L2C1+L1+L2)s1+h當(dāng)h(13s03)可以自由配置1,h2,h,即式3變化時,(的等效變換正確。而7期)的配置效果3個極點(diǎn)在復(fù)平面的位置望的式(,的這說明式配置可(12)為:10)表示ìïGiïuL2ï(s)=1ïL2C1(s3+a1s2+1ía1ï=2(n+00)a2s1+a3s0+a4s-1)ïaïïa23=îa4=22=0+2n+40020n(0nnn+0)02同式(14)在式(12)所示組合反饋中再引入一種反

20、饋控制13)相比,式(14)多出了s-1項(xiàng)。為此,需是并不希望引入其他的傳感器。如式(但項(xiàng)是由i制(L2的比例反饋產(chǎn)生的,而眾所周1知3),所積示分,s0控反饋系數(shù)為h因而可以得出滿足期望的式4)具有比比例控制小一階的特性(求的x及GAD(s)的形式:10),即式(14)配置要,éêfh1húx=iC1iL2êê+s2ùúêêhú(s15)ëh3+4úûú在該組合反饋fx控制下,內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)為:GiuL2(s)= LL1L2C1s3+h1當(dāng)2)s10,+h

21、3L2C1s2-+1(h2L2C1+L1(+即可得出式(0,n和s0+確定后h4s-1,對比式(14)與式(1166)解過程不再贅述15)中反饋系數(shù)的具體數(shù)值。下一小節(jié)對參數(shù)設(shè)計進(jìn)行討論,具體的求。2.3 參數(shù)設(shè)計由式(制系統(tǒng)等效于基于諧振控制的二階濾波系統(tǒng)10)可知,提出的基于反饋配置極點(diǎn)的控,因而0和0的設(shè)計可參照現(xiàn)有文獻(xiàn)研究成果?；l率為50Hz,于是可得出,0。此外,基波頻率處增益越大0表示基波諧振控制的阻尼,其值越小。若98一步減小,不利于實(shí)現(xiàn)優(yōu)良的相位裕度,故本文選為0-1.6。對n來說,其決定了系統(tǒng)開環(huán)相位穿越時的位置,進(jìn)而影響穩(wěn)定裕度。在截止頻率一定的情況下80°,

22、n越小,相位裕度越小,因此,該頻率限制了系統(tǒng)所能實(shí)現(xiàn)的閉環(huán)帶寬/。為了保證近似量1。5開關(guān)頻率的帶寬,此外由于n需大于帶寬且留有一定裕模型越PWM環(huán)節(jié)的非線性,越小于精確,推薦的取值范圍如式1/(2開關(guān)頻率,所示。17)f首先判斷濾波2swn<2f器自然諧振3sw(17)角頻率該條件),則可選取17)是否處于式(所示范圍內(nèi),若是(本文濾波器滿足res(式(2)及式(至此17),進(jìn)行選取參數(shù)設(shè)計過程可描述如下。n=res;否則需按照上述分析:第本節(jié)分析選擇適當(dāng)?shù)?4)16)0,式(與式(獲得反饋系數(shù)0,n;第和3;步第1步,根據(jù),按式2步,對比(計3)設(shè)現(xiàn)的系統(tǒng)性能來對其進(jìn)行驗(yàn)證PI參數(shù)。

23、下一節(jié)將通過分析該設(shè)計方法所能實(shí)。3 新型電流控制方案的性能3.1 電流跟蹤及有源阻尼將式(環(huán)傳遞函數(shù)3),、其式波(16特)代入式圖如附(錄8)可得iref至iL2的開A圖A2所示。同圖13相比良好的穩(wěn)態(tài)1.6dB;其二:其一,諧振峰大幅衰減,幅值裕度為響,應(yīng)基波頻率增益約為;其三,相位裕度約70為dB,可以保證較小的瞬態(tài)響應(yīng)超調(diào)量。此外,由,的閉環(huán)波特圖可得系統(tǒng)帶寬約快響應(yīng)速度。2.7MATLAB60°保證,繪制了kHz保證了較需要說明的是,由于電流控制仍然有較大的穩(wěn)定裕度,提高帶寬而且不會導(dǎo)致諧振PI調(diào)節(jié)器的增益kp仍然可以繼續(xù)增大以,例如45°幅值裕度為7.2dB。

24、kp增至12時,相位裕度為3.2 電網(wǎng)電壓諧波的影響,利用梅森增益公式求得電網(wǎng)電壓至進(jìn)網(wǎng)電流的·電力電子技術(shù)應(yīng)用專題· 許津銘,等 基于極點(diǎn)配置的LCL濾波并網(wǎng)逆變器電流控制策略傳遞函數(shù)為:sGg-(1+h2C1)-i()=GuL2sgL1L2C1s4+h1L2C1s3+h1C1s-L1C1s2(h2L2C1+L1+L2)s2+h3s1+h4+sGPI(s)(18)其中,考慮到電網(wǎng)中主要含有低頻(幾百赫茲)諧波,在抑制電網(wǎng)影響的同時考慮到實(shí)現(xiàn)方便,本文選取電網(wǎng)前饋環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)為:現(xiàn)高性能的同時還保證了足夠的裕度,可以有效對抗延遲等的不利影響,增強(qiáng)了控制魯棒性。綜合本節(jié)分析,

25、前述設(shè)計方法簡單高效。4 新型控制方案及其設(shè)計方法的驗(yàn)證19,研究中搭建了一臺單相非隔離并網(wǎng)逆變器為實(shí)現(xiàn)較少漏電流,對圖1橋式電路進(jìn)行了改進(jìn),其進(jìn)網(wǎng)電流控制仍同圖1,參數(shù)同附錄A表A1。三相市電經(jīng)二極管整流的輸出電壓并接電解電容后作為G附錄A圖A3給出了式g(s)=1+(h2C1(19)主要的低頻諧波所在范圍內(nèi),1電網(wǎng)諧波電壓對進(jìn)網(wǎng)8)對應(yīng)的波特圖,在電流的影響小,電流總諧波失真(網(wǎng)基波電壓也會感生一定的基波電流THD)小;此外,電增益小(約僅相差-5非常小的電網(wǎng)電壓同進(jìn)網(wǎng)電流間的相位差15°,即使在7dB)1且相位與電網(wǎng)0%的輕載情況下(基準(zhǔn)電流,但是由于其,仍然能保證)相位約為其

26、值為1°2°),進(jìn)而可獲得近似單位功率因數(shù)(經(jīng)計算(PF),.3 魯棒性分析1。此外,增大kp有利于抑制電網(wǎng)影響。3實(shí)際并網(wǎng)運(yùn)行中,需考慮濾波器限于篇幅,本文給出3個濾波元件存在的參數(shù)擾動,L2在表1所示額定值的變化時的分析結(jié)果-50%1(見附錄00%一方面,LA(考慮到電網(wǎng)阻抗圖。)之間(2變化而式(導(dǎo)致式16)中A4反)饋系數(shù)不變,這態(tài)響應(yīng)有一定影響10)中基波諧振環(huán)節(jié)的中心頻率偏移(若僅C可知即使在最惡劣情況下基波頻1變化,基波響應(yīng)不變,對穩(wěn)),但由附錄率處的增益仍然約為A圖A4保證了優(yōu)良的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)50。dB另一方面,遠(yuǎn)優(yōu)于圖,L23的變化影響,因而仍然了開環(huán)增益及濾

27、波器諧振頻率,因而穩(wěn)定裕度發(fā)生變化,幅值裕度變化范圍為化范圍為性能。56.4°66.0°,電流10控制14始dB終,具相位裕度變有優(yōu)良的3.4 延遲作用由于不同開關(guān)頻率下延遲不同,前文出于統(tǒng)一設(shè)計的考慮并未計及該延遲。本節(jié)在附錄參數(shù)的情況下分析該延遲對提出的方案及其參數(shù)設(shè)A表A1計的影響?？紤]數(shù)字控制及PWM延遲,即GPWM(s)=e-Tds式中(/:T計為一拍延遲4,6,16fd為延遲時間,1,即T20)dsw=進(jìn)而利用式。(開環(huán)波特圖(見20附)錄可得出計及延遲環(huán)節(jié)后的系統(tǒng)1。幅值裕度為比2.3,相位裕度減小了dB,相位裕度為(延遲環(huán)節(jié)對相位的滯后作用42.9A圖

28、76;。同A53.1)節(jié)所示數(shù)據(jù)相,但是仍大于40°。這主要是因?yàn)榍拔脑O(shè)計方案在實(shí))U相連dc,網(wǎng)側(cè)電感的輸出端直接同。采用電壓、電流傳感器220對電V網(wǎng)/50電壓Hz的市電、進(jìn)網(wǎng)電流、逆變器輸出電流進(jìn)行采樣,逆變器輸出電流同進(jìn)網(wǎng)電流之差即為電容電流。系統(tǒng)閉環(huán)控制、調(diào)制波同載波的交截均由實(shí)現(xiàn)。TI公司的TMS320F28035DSP首先對圖數(shù)k結(jié)果見附錄p=7.2,如式3方案(記為方案3)所示1)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)(參(。),實(shí)30%際電額定功率下的實(shí)驗(yàn)網(wǎng)并未得到抑制THD約為A圖1.5A6(a),因此會導(dǎo)致圖%2.0%)。由于方案電壓3所示的不穩(wěn)定1存下諧振峰在畸變,進(jìn)網(wǎng)電流中含有大量的諧

29、波,案下繼續(xù)增大kTHD約為23.5%。該方因而方案1的kp將導(dǎo)致更多的諧波甚至觸發(fā)保護(hù)。p需大幅降低,但是這不利于進(jìn)網(wǎng)電流的穩(wěn)態(tài)跟蹤及瞬態(tài)響應(yīng)。進(jìn)一步,采用式(實(shí)現(xiàn)方法,對本文提出的方案(記為方案15)的驗(yàn)證(,波形見附錄2)進(jìn)行了30%額PI不變)定功率及A圖A6(b)和(c)。3案.9實(shí)現(xiàn)了有源阻尼1%和的諧振現(xiàn)象獲得了有效抑制1.0%,無滿諧載振下頻進(jìn)率網(wǎng)次諧電波流諧波含量僅為,提出的設(shè)計方案。結(jié)果表明,方。為了體現(xiàn)其穩(wěn)態(tài)跟蹤性能,圖網(wǎng)電流標(biāo)幺值下的PF曲線。即使在5給出了不同進(jìn)條件下仍然實(shí)現(xiàn)了優(yōu)異的跟蹤效果,雖然電流失真10%額定功率導(dǎo)致合進(jìn)網(wǎng)功率PF減小,但因數(shù)要PF仍大于求。此外

30、0.9,圖9(5遠(yuǎn)大于給出了0.85THD),符的變化曲線,方案2有效地抑制了電網(wǎng)諧波的影響。Fi圖g.5 Ex5 perimentPF及THDresults的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)ofPFandTHD992014,38(3)6DANNEHLJ,WESSELSC,FUCHSFW.Limitationsof即使在輕載下提出的控制及設(shè)計方 結(jié)果表明,案仍然保證了高質(zhì)量的進(jìn)網(wǎng)電流,在光伏發(fā)電等領(lǐng)域具有較好的應(yīng)用前景。進(jìn)一步,本文進(jìn)行了電流基準(zhǔn)值突變的實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)結(jié)果見附錄A圖A7,其中基準(zhǔn)電流幅值在0.97MALINOWSKIM,BERNETS.Asimplevoltagesensorlessvoltage-ori

31、entedPIcurrentcontrolofgrid-connectedPWMrectifierswithLCLfiltersJ.IEEETransonIndustrial:380Electronics,2009,56(2)-388.activedampingschemeforthree-phasePWMconverterswithanLCLfilterJ.IEEETransonIndustrialElectronics,2008,:187655(4)-1880.(標(biāo)幺值)和0標(biāo)幺值)之間階躍變化。由于實(shí)現(xiàn).3(了適當(dāng)?shù)南辔辉６?進(jìn)網(wǎng)電流超調(diào)小,約為17%;由于電流控制帶寬高,進(jìn)網(wǎng)電流近似無

32、延遲地迅速達(dá)到穩(wěn)態(tài),動態(tài)響應(yīng)快,可快速適應(yīng)功率突變。8DANNEHLJ,FUCHSFW,HANSENS,etal.InvestigationofactivedampingapproachesforPI-basedcurrentcontrolof-connectedPWMconverterswithLCLfiltersJ.IEEEgrid最后,維持控制器參數(shù)不變,在L2分別為驗(yàn)證,實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本不變(與前述波形相當(dāng),不再示出),在較大電感值時THD略有減小。5 結(jié)語針對LCL濾波并網(wǎng)逆變器提出了一種廣義的基于極點(diǎn)配置的電流控制思想,該思想囊括了現(xiàn)有的電流控制方案?；诖颂岢隽艘环N新穎的極點(diǎn)配置思路

33、,兼顧實(shí)現(xiàn)有源阻尼和基波諧振控制,進(jìn)而電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計可直接沿用L濾波并網(wǎng)逆變器的設(shè)計方法,實(shí)現(xiàn)高帶寬。本文還提出了一套成本較低、設(shè)計簡單、性能優(yōu)良的實(shí)現(xiàn)方法。此外,基于本文的分析推演思路可以獲得其他相似的實(shí)現(xiàn)方案。本文的研究可促進(jìn)LCL濾波器的并網(wǎng)型應(yīng)用。附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(參考文獻(xiàn)1王斯然WANGJ.電力系統(tǒng)自動化,呂征宇.鋰電池饋電并網(wǎng)系統(tǒng)進(jìn)網(wǎng)電流諧波抑制方法,2009,33(19):90-95.ElectricforlithiumSiranPowerbatter,LÜSystemsyZhengridgy,inteu.200g9rationAharmonics,33(1s9y)s

34、tem:90suJpp.ressionAutomationmethodof2LISERREofanLCLM-filter,BLAABJERGbasedactiveF,HANSEN-rectifierJS.95.IEEEDesignandTranscontrolon3Industr王存平y(tǒng)尹項(xiàng)根Applications:1281WANGJ.,張哲,等200.含5,LCL41(濾波器的靜止同步補(bǔ)償器改進(jìn)2)-1291.控制方法,電力系統(tǒng)自動化,2012,36(19):94-98.improvedCuncontrolping,methodYINXianforggSTATCOMen,ZHANGwith

35、ZheLCL,etfilteral.AnJ.4Automation沈國橋中國電機(jī)工程學(xué)報,徐德鴻ofElectric.LCL型并網(wǎng)逆變PowerSystems器的分,裂20電12容,3法6(電19流):控94制-98.,2008,28(18):36-41.J.SHENinvertersGuobyqiaosplittin,XUgDehonthecapgacitor.CurrentofLCLcontrolforgrid-connected5ofLISERREtheCSEE,2008,28(18):36-filterJ.ProceedingspM,TEODORESCUR4,1.BLAABJERGla

36、rhotovoltaicElectronicsgesetof,gandridimwindpedanceturbinegrid-connectedinvertersF.Stabilitforyofa:2006,21(1)26values3-272.J.IEEETransonPower1009Trans徐志英on入網(wǎng)電流控制技術(shù),許愛國Industr,謝少軍yApplicationsJ.中國電機(jī)工程學(xué)報.采用LCL,20濾10波,器46(的4)并:網(wǎng)15逆09-變15器17.雙閉環(huán),Shaojun.Dual200-9loo,2p9(g2rid7):current36-41.controlXUZhi

37、ying,XUAiguo,XIE10雷一J.Proceedintechniq,趙爭鳴,gue袁立強(qiáng)sofforthegrid,等CSEE-connected.LCL,200濾波9inverter,的2光9(伏27并)usin:網(wǎng)36g-逆4an變1.LCLfilter器阻尼影響因素分析LEIcontributinYi,ZHAOJ.withLCLgfiltertodamJp.inAutomationgofgrid-connectedofElectricphotovoltaicPowerSyinverterstems,1120劉飛12,36(21):36設(shè)計,段善旭LIUJ.中國電機(jī)工程學(xué)報,查曉

38、明-40.基于LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器雙環(huán)控制,2009,29(增刊1):234-240.ProceedincontrollerFei,DUANgsingrid-Shanxuconnected,ZHAinverterXiaominwithg.DesiLCLgnof:filtertwo234looJp.12MOHAMEDofinstabilitiesYthegandARCSEEgridI.Su,pp200ression9,29(ofSupplowlement-andhi1g)h-freq-uenc240.y13黃宇淇20eneration11,26(1inverters2):3790-,2008

39、,:damYuqi,JIANGXinjian,QIU23Arui.A(9)86-9novel1.activeLCLpingcontrolschemeforathree14楊淑英2008-,filter2,3張興(9J)-phaseactiverectifierwith:.,張崇巍8Transactions6-91.ofChinaElectrotechnicalSociety,.,等.LCL濾波電壓源并網(wǎng)逆變器多環(huán)控制策略設(shè)計J電力系統(tǒng)自動化,2011,35(5):66-70.StrateYANGgyShudesiyingng,ofZHANGmultipleXinfeedbackg,ZHANGl

40、oopChoncontrolgweifor,etgridal.connectedvoltagesourceinverterwithLCLfilterJ-.15Automation許津銘,謝少軍ofElectric,黃如海Power.LCL濾波并網(wǎng)逆變器的魯棒電流控制Systems,2011,35(5):66-70.XUJ.電力系統(tǒng)自動化,:controlJinming,XIEShao20j1un2,3HUANG6(19)99-Ruhai.104.ArobustcurrentJ.AutomationstrategyforofgElectricrid-connectedPowerinverters

41、Systems,with2012LCL,36(filters19):169DANNEHL9-104.sJ,FUCHSFW,HANSENLCLpacecurrentcontrolofgS,etal.PIstate25(9)filters:2(3J.IEEETransrid-connectedonPowerPWMElectronicsconverters,20with10,下轉(zhuǎn)第20-2330.105頁 continuedonpage105)·電力電子技術(shù)應(yīng)用專題· 王 菲,等 新能源并網(wǎng)三電平逆變器中低功率區(qū)間效率優(yōu)化方向:電力電子技術(shù)在新能源發(fā)電中的應(yīng)用。E-mail:,王

42、 勇(男,通信作者,博士,副教授,主要研究1975)EfficiencyOptimizationinLowandMediumPowerRangeofNewEnergyGrid-connectedThree-levelInverterWANGFei1,WANGYong1,FUMinfan2(1.KeyLaboratoryofControlofPowerTransmissionandConversion(ShanghaiJiaoTongUniversity),MinistryofEducation,Shanghai200240,China;2.MichiganandShanghaiJiaoTong

43、UniversityJointInstitute,Shanghai200240,China)Abstract:Byvirtueofitsremarkablylowvoltagestress,lowharmonicsandlowpowerloss,thethree-levelinverterisincreasinglyappliedinrenewableenergysystemssuchasthesolarandwindpowersystem.Anyway,themanifestfeatureofstrategiesareproposedforathree-levelinverterappliedinasolarinverter.Finally,aprototypeisbuilttoverifytheim