采用低側(cè)柵極驅(qū)動IC簡化電源設(shè)計提高可靠性

1、采用低側(cè)柵極驅(qū)動IC簡化電源設(shè)計，提高可靠性    摘要：實現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導放大器-電容(OTAC)連續(xù)時間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計和具體實現(xiàn)，使用外部可編程電路對所設(shè)計濾波器帶寬進行控制，并利用ADS軟件進行電路設(shè)計和仿真驗證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為126 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于05 dB，采用18 V電源，TSMC 018m CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：Butte采用低側(cè)驅(qū)動器的兩種普通類型的開關(guān)是箝位電感開關(guān)，具有采用硬開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)

2、的初級開關(guān)和同步整流的特征。調(diào)整每個驅(qū)動器的標準是非常不同的，將在這里討論。箝位電感開關(guān)理想化的導通波形如圖1所示，在漏極電流升高和漏極到源極電壓下降之間具有非重疊特征。這可產(chǎn)生最差的開關(guān)損耗，這通?？杀磉_為整個轉(zhuǎn)換器開關(guān)周期Ts的平均功耗，即使實際功耗只在這個圖中的t2和t3期間發(fā)生。                  （1(t2+t3)的長度取決于平均柵極驅(qū)動電流IG，必須將電荷量提供給MOSFET柵極，以穿越這些時間間隔

3、（traverse interval），這可以在MOSFET規(guī)格或整個柵極電荷曲線發(fā)。                               （2圖1是關(guān)斷波形的鏡像，該關(guān)斷開關(guān)損耗可以用一種類似方式計算，并加到（1）上得出這個電源開關(guān)的總開關(guān)損耗。根據(jù)這些公式，很明顯有損耗時間間隔（loss

4、y interval）期間的開關(guān)損耗與柵極驅(qū)動電流成反比，而對箝位電感開關(guān)來說，這是調(diào)整柵極驅(qū)動器的主要標準。事實上，當其輸出電壓接近工作范圍的中間時，當其輸出電壓鄰近工作范圍的中間時，最重要的驅(qū)動器特征是其輸出電流。驅(qū)動IC可以從幾家供應商得到，包括2A、4A和9A的標準尺寸，但是遺憾的是，測量這個電流的測試條件不是標準的。對于一些供應商來說，它近似驅(qū)動某種規(guī)定負載的峰值電流，而對其他供應商來說，它是一個箝位輸出電壓的穩(wěn)態(tài)電流，這樣具有相同電流的“額定值”兩個驅(qū)動器可能有非常不同電流能力。如果我們使用在輸出電壓范圍中間的穩(wěn)態(tài)電流額定值，表1就是一個方便的指南，它顯示了驅(qū)動路徑中沒有外置電阻的

5、每個尺寸驅(qū)動器進出一定量柵電荷的速度。本表是從（2）計算出來的，但是，隨著延長了1.5倍經(jīng)驗系數(shù)的時間，說明實驗室中測量的行為不太理想。不過，這些時間仍然是樂觀的，因為即使沒有使用串聯(lián)的柵極電阻，電源開關(guān)的內(nèi)置柵極電阻仍可以減慢開關(guān)速度。當柵極驅(qū)動電路與同步整流器（SR）一起使用時，尺寸選擇標準是完全不同的，因為在MOSFET通道傳導前后，由于體二極管的導通特性開關(guān)損耗是可以忽略不計的。在這種情況下，驅(qū)動電流需要由時序及dV/dt的預防dv/dt導通來決定。為了防止擊穿和導致的不必要的功率損耗，在一個電壓加在它兩端之前，SR必須完全關(guān)斷，通常是開啟1個以上的初級開關(guān)電路。為了使設(shè)置保證滿足這個

6、條件，同時盡可能長時間使SR的效率增至最大，必須知道關(guān)斷SR需要多長時間。參見圖2的MOSFET模型，關(guān)斷時間可以利用下式計算：                        （3式中的CGS=CISS-CRSS是MOSFET的線性柵極至源極電容，CGD,SR是非線性柵極至漏極或“密勒（Miller）”電容CGD=CRSS的低電壓值。這個電容的一種有用的方法是在SR關(guān)

7、斷期間正好在電壓擺幅的中間，即VDD/2。這個值可以從相對于電壓的CRSS曲線讀取，或者可以利用數(shù)據(jù)手冊中給出的CRSS,SPEC值計算出來，對于一些較高電壓CDS,SPEC可通過以下經(jīng)驗公式計算：                        （4一旦SR完全斷開，功率轉(zhuǎn)換器的主開關(guān)就可以接通，這將使SR的漏極電壓迅速升高。圖2顯示了這種情況，其中的電容分壓器是因內(nèi)

8、部漏極電壓升高由CGD和CGS形成的MOSFET暫時回到導通除非該驅(qū)動器灌入足夠的電流使內(nèi)部柵極節(jié)點降至MOSFET閾值電壓以下。這通常是調(diào)整一個SR驅(qū)動器的主要標準。接近漏極電壓上升的開始，其中的CGD最大，需要的灌入電流大約是                          （5如果不能使用一個較大的驅(qū)動器，而其定位已經(jīng)非常接近SR，消除dV

9、/dt導通的最后手段是通過減慢主開關(guān)的導通來降低dV/dt，但遺憾的是，這將增加主開關(guān)的開關(guān)損耗。選擇功能除了電流額定值之外，一個設(shè)計者在選擇驅(qū)動IC時還要面對功能選擇，即輸入邏輯和配置、輸入閾值和封裝。談及一個驅(qū)動器通道，可用的輸入包括反向、非反相、雙輸入和使能。反向和非反相之間的選擇通常是在每個MOSFET的柵極施加正確極性的控制信號，由一個控制輸出驅(qū)動的不同的開關(guān)有時是不同的。如果需要兩個極性，少數(shù)不同的元件需要與一個雙輸入驅(qū)動器一起使用，由于一個是反向、一個是非反相輸入，它可以配置為兩個極性。如果在MOSFET開關(guān)時始終需要更多的控制，例如設(shè)置較高的UVLO閾值或在啟動期間禁用SR，使

10、能輸入可能是有用的。帶有TTL或CMOS輸入閾值的驅(qū)動器可供使用。TTL“低”輸入設(shè)定在0.8V以下，而“高”設(shè)定在獨立于電源電壓的2.0V以上，因此TTL閾值為近似恒定，總是在這些限制之間。相比之下，CMOS閾值大約為電源電壓的40%和60%。TTL是比較常見的，尤其是在來自一個低電壓PWM控制器的輸入信號有一個相對較低的振幅時很有用。不過，在噪聲環(huán)境中，人們更喜歡CMOS較大的噪聲容限，而利用CMOS RC時延可以設(shè)置得更加準確，因為其閾值更接近彼此接近電源電壓的一半。當需要精確的時序時，輸入閾值的溫度穩(wěn)定性和傳播延遲也是非常重要的。大多數(shù)電源設(shè)計人員都熟悉封裝折衷，通常是在低成本的標準引

11、線封裝與MLP更小的尺寸和更好的散熱性能之間進行選擇，后者通常會有有助于散熱的暴露的導熱焊點。補充元件在利用驅(qū)動IC設(shè)計時有兩個關(guān)鍵的補充元件要考慮：旁路電容器和串聯(lián)柵極電阻。因為一個驅(qū)動器要輸出短脈沖電流，一個非常低阻抗的電源需要輸出最大電流，通常要部署2個旁路電容器放在緊挨著驅(qū)動器的地方，它應該正好緊挨著電源開關(guān)，以最大限度地減少這個電流環(huán)路的雜散電感。較大的電容器通常是電解電容器或者是另一種更低ESR型電容器，具有有效負載電容2至10倍的值，這可以利用總柵極電荷來計算          &

12、#160;                       （6第二，陶瓷旁路電容器通常是這個值的十分之一。當敏感的控制電路利用相同的電源供電時，在電源線上增加幾個歐姆的串聯(lián)電阻是一種好的做法，可以將驅(qū)動器部分與控制部分隔離開。當驅(qū)動同步整流器時，驅(qū)動器和電源開關(guān)之間的串聯(lián)柵極電阻通常可以省略，但是除此之外還有三個理由需要共同使用一個2至20的電阻：第一是抑制電源開關(guān)柵極電容和柵極

13、驅(qū)動環(huán)路雜散電感之間的振鈴，如圖3所示，因為過度振鈴可增加EMI，而且可以增加開關(guān)迅速接通和關(guān)斷的損耗。第二個理由是減慢開關(guān)速度，也就降低了EMI，但是這將導致較高的開關(guān)損耗。使用串聯(lián)柵極驅(qū)動電阻器的第三個可能的理由是，可以把來自驅(qū)動器的一些柵極驅(qū)動損耗轉(zhuǎn)移到這個外置電阻器上，使總柵極驅(qū)動損耗保持恒定。如前所述，采用很好控制輸入閾值的驅(qū)動IC，可以使用一個串聯(lián)電阻器在控制路徑中插入固定時延，這要根據(jù)該驅(qū)動器輸入端的小型電容器對地來選擇。隨著如圖4所示的柵極驅(qū)動變壓器和若干其他元件的增加，低側(cè)驅(qū)動器也可以用來驅(qū)動高壓側(cè)（浮地）開關(guān)，作為替代高壓驅(qū)動IC的一種方法。這樣做的一些常見理由是要越過一個

14、隔離邊界，以縮短傳播延遲和產(chǎn)生更為可靠驅(qū)動電路。熱設(shè)計熱設(shè)計總是應該加倍注意，因為驅(qū)動IC功耗可能很大。這是一個兩步過程：首先計算驅(qū)動器預期的耗散，然后評估結(jié)點溫度以確保其在設(shè)計限制之內(nèi)。這里討論的簡單的柵極驅(qū)動電路（控制驅(qū)動和非共振），與功率MOSFET或IGBT接通和關(guān)斷周期開關(guān)有關(guān)的總柵極驅(qū)動損耗可以從開關(guān)數(shù)據(jù)手冊的總柵極電荷曲線獲得，通過讀取符合選擇的柵極驅(qū)動電壓VDD的總柵極電荷Qg，然后計算                &

15、#160;           （7這個功耗與串聯(lián)柵極驅(qū)動電阻器值無關(guān)，它確實可以影響驅(qū)動電路的相對于其他串聯(lián)電阻的驅(qū)動IC耗散功率的多少。事實上，該集成電路中的功耗部分只不過是驅(qū)動環(huán)路周圍所有電阻總和的有效輸出阻抗之比，它對導通和關(guān)斷來說是不同的。為了實現(xiàn)這種考慮，有效的驅(qū)動器輸出阻抗最簡單的評估方法是電源電壓的一半除以穩(wěn)態(tài)源或一半電源電壓的輸出箝位灌入電流。其他應該包含的環(huán)路阻抗是開關(guān)的外置和內(nèi)置串聯(lián)柵極電阻，以及大型旁路電容器的ESR。由于不十分精確地知道這些電阻，總柵極驅(qū)動功率（7）可用

16、作驅(qū)動IC功耗的上限，或者根據(jù)經(jīng)驗可以在計算中使用那個值的一部分。一旦確定了驅(qū)動IC中的功耗，無論數(shù)據(jù)手冊中有什么樣的熱參數(shù)可供使用，都應該用于評估最高結(jié)點溫度。結(jié)點環(huán)境熱阻qJA是最常見的可用參數(shù)，但是遺憾的是，它只對規(guī)定的熱設(shè)計包括PCB構(gòu)建、散熱器和氣流是準確的。在沒有頂部邊散熱器的低氣流條件下，PCB要耗散大多數(shù)功率。在這種情況下，如果給定了結(jié)到引腳或結(jié)到板熱阻，且如果設(shè)計限制了PCB最高工作溫度，工作結(jié)點溫度的上限就可以通過假設(shè)引腳溫度等于最高板溫度來計算：