高頻電路基礎第6章混頻器

1、第 6 章混 頻 器2022-3-7高頻電路基礎2頻譜變換l調(diào)制：將消息信號調(diào)制到載波上l變頻：將已調(diào)信號改變到另一個載頻。根據(jù)改變前后的頻率高低，分成上變頻和下變頻信息信號的頻譜ffC已調(diào)信號的頻譜調(diào)制解調(diào)f上變頻下變頻2022-3-7高頻電路基礎3變頻的作用l改變載波的頻率（上變頻、下變頻），達到某個需要的頻率。l通過變頻，可以實現(xiàn)對不同頻率的輸入信號以同一個頻率進行放大，從而滿足對于增益、帶寬、矩形系數(shù)等一系列指標l在改變頻率的過程中不改變頻譜的形狀頻譜的線性搬移2022-3-7高頻電路基礎4混頻器在高頻電路系統(tǒng)中應用的例子高頻放大器本機振蕩器混頻器中頻放大器解調(diào)音頻放大器音頻功率放大器

2、fSfSfLfIfIF廣播收音機一種檢測電路變頻器2022-3-7高頻電路基礎5混頻原理l利用元件（二極管、三極管、場效應管等）的非線性，對兩個信號實現(xiàn)非線性運算l非線性電路具有頻率變換作用，可以實現(xiàn)混頻l非線性電路的特點：不滿足疊加定理2022-3-7高頻電路基礎6非線性電路的冪級數(shù)分析方法非線性電路的分析，一般需要知道非線性元件的特性的數(shù)學表達式。由于一般的特性表達式均可以冪級數(shù)表示，所以常常采用冪級數(shù)分析方法。下圖以二極管為例，VB確定工作點的偏置電壓，v1與v2都是輸入信號，則流過二極管的電流為v1v2VBvD1212expDBBDsTvVvvVvviIVexpDDsTviIV若不考慮

3、負載壓降，則有2022-3-7高頻電路基礎723012323011221231201 11 2222 12 1 22232233 13 123 1 23 2()()(). ()()(). 233.DDBDBDBiaa vVa vVa vVaa vva vva vvaa va va va v va va va v va v va v若將器件的非線性特性（不局限于e指數(shù)）在工作點附近作冪級數(shù)展開，則有可見，在流過器件的電流中存在兩個信號的各自的平方項、立方項等，也存在兩個信號的交叉乘積項。設法在負載上提取此項，可以完成信號的n次方或相乘等非線性運算結(jié)果。2022-3-7高頻電路基礎8非線性電路的頻

4、率變換作用l當v1和v2都是簡諧信號時，輸出信號的 (v1v2)n 項為 所以，在 (v1v2)n 項中將出現(xiàn)輸入信號中所沒有的頻率成分wn = | pw1qw2 |，其中 p + q = n ，稱為組合頻率輸出信號l當只有一個輸入信號時，(v1v2)n 項退化為vsn，此時的輸出信號中含有頻率為wn = nws的成分，即輸入信號的 n 次倍頻信號112211111221112222(coscos) (cos)(cos)cos.cos(cos)(cos)nDnnmmnnnmnmmnnnmmnmia VtVta Vtna VtVtna Vt Vta Vtwwwwwwww2022-3-7高頻電路基

5、礎9例1 雙極型晶體管混頻電路已知右圖電路中，晶體管的轉(zhuǎn)移特性為ic = Is exp (vBE/VT)，兩個輸入分別為輸出回路諧振在wS+wL上，回路諧振阻抗為RL 。試分析其輸出。coscosSSSLLLvVtvVtww2022-3-7高頻電路基礎10假定由偏置電阻確定的偏置電壓為VBB，則將 iC 在工作點附近展開（3次項及以上忽略）后，有201222222()().111exp()exp()( )()exp()( )2( )( )21( )( )2CBEBBBEBBBBBBBBssbesbeTTTTTCQCQCQbebeTTCQm bembeTiaa vVa vVVVVIIvtIvtV

6、VVVVIIIvtvtVVIg vtgvtV可以看到，其中0次項就是靜態(tài)工作點，1次項就是線性項gmvbe(t)，而2次項（及更高次項）是非線性項。2022-3-7高頻電路基礎11由于vbe(t)=VScoswSt +VLcoswLt，代入iC(t)表達式，有222( )(coscos)(coscos).2coscos(cos)(cos)22cos()cos().22CCQmSSLLmSSLLTCQmSSmLLmmSSLLTTmmSLSLSLSLTTitIgVtVtgVtVtVIg Vtg VtggVtVtVVggV VtV VtVVwwwwwwwwwwww2022-3-7高頻電路基礎12由于

7、輸出回路諧振在wS+wL上，所以上述表達式中頻率為wS+wL 的成分可輸出，即()1cos()2C outmSLSLTigV VtVww輸出電壓為()1cos()2C outmLSLSLTvg RV VtVww可見這是一個上變頻電路。如果其中vs是輸入信號，vC是輸出的中頻信號，則其變頻跨導和變頻電壓增益分別為,22CCLLCmVCmLSTSTIVVVggGgRVVVV2022-3-7高頻電路基礎13例2 結(jié)型場效應管混頻電路右圖為場效應管混頻的原理電路，兩個輸入分別為輸出回路諧振在中頻wL -wS上 。試分析其輸出。coscosSSSLLLvVtvVtww2022-3-7高頻電路基礎14由于

8、所以coscosgsGSQLLSSvVVtVtww2()2()()22()(1)coscos(1)coscos1 2(coscos)gsDDSSGS offGSQLLSSDSSGS offGSQLLSSDSSGS offGSQLLSSGS offviIVVVtVtIVVVtVtIVVVtVtVwwwwww2022-3-7高頻電路基礎15上式中只有 vL 和 vS 的交叉乘積項能夠產(chǎn)生中頻成分，展開該項：2()2()2222()(coscos)(cos)(cos)2(coscos)2coscosGSQLLSSD outDSSGS offDSSGSQLLSSGS offGSQLLSSLLSSVVt

9、VtiIVIVVtVtVVVtVtVt Vtwwwwwwww2()cos()LSIDSSLSGS offV ViItVww顯然，最后一項能產(chǎn)生中頻電流成分：2022-3-7高頻電路基礎16 根據(jù)混頻跨導的表達式可知，混頻跨導正比于VL ，所以增加VL在一定范圍內(nèi)可以使混頻跨導增加。 然而VL又不能過大。若VL過大，使得場效應管進入截止或飽和（結(jié)型場效應管則由于pn結(jié)進入正向偏置而產(chǎn)生柵流），則此時的混頻跨導不會增加，而非線性失真將迅速增加。 通常選擇合適的靜態(tài)工作點和本振幅度，使得場效應管的動態(tài)工作點正好介于截止與飽和之間，此時可以得到最大的變頻跨導，但又不會產(chǎn)生過大的失真。所以混頻跨導為2(

10、)LCDSSGS offVgIV2022-3-7高頻電路基礎17IDVGSvLVGS(off)當靜態(tài)工作點選擇在放大區(qū)，且vL的幅度恰恰使得場效應管工作到截止與飽和的邊緣（即VL VGS(off) / 2）時，混頻器具有最大的混頻跨導。結(jié)型場效應管的最大跨導位于VGS = 0處，其值為0()2/mDSSGS offgIV將VL VGS(off) / 2 以及 gm0=2IDSS/VGS(off)代入前面混頻跨導表達式，得到結(jié)型場效應管混頻器的最大混頻跨導為0max4mCgg2022-3-7高頻電路基礎18場效應管混頻器的特點l由于場效應管具有平方律電流特性，不會產(chǎn)生高于二階的諧波，所以它的非線

11、性失真一般比晶體管混頻器小l由于場效應管的跨導比較小，所以混頻增益一般小于雙極型晶體管單管混頻器l選擇合適的工作點和本振幅度，可以使得場效應管得到最大的變頻跨導，但又不會產(chǎn)生過大的失真減少輸出中無用分量的方法 混頻器中只有n=2的交叉乘積項中含有的和頻或差頻分量是需要的，其他所有組合頻率分量都是無用輸出。為了阻止無用輸出，實際的混頻器在以下幾方面采取措施：l在輸出端用濾波器取出需要的頻率成分，抑制無用輸出l在電路結(jié)構(gòu)上采取一定的抵消、補償?shù)仁侄蜗裏o用輸出l改變非線性器件工作狀態(tài)2022-3-7高頻電路基礎192022-3-7高頻電路基礎20非線性電路的線性時變工作狀態(tài) 兩個信號作用在一個非線

12、性器件上，一個大信號，另一個小信號 小信號的幅度相當小，在其變化的動態(tài)范圍內(nèi)，近似認為非線性器件可以作線性化近似，即認為器件對于小信號的伏安特性是線性的 大信號使得器件的實際工作狀態(tài)是變化的，可以認為此大信號提供器件一個時變偏置，在此偏置下，器件對于小信號的線性伏安特性的參量（例如跨導）是隨時間（即隨大信號）變化的 滿足線性時變狀態(tài)的電路稱為線性時變電路2022-3-7高頻電路基礎21線性時變電路的分析方法假設一個非線性器件的轉(zhuǎn)移特性為io= f(vi)，其輸入端加入三個電壓：偏置電壓V0、大信號輸入電壓vLO=VLOcoswLOt 和小信號輸入電壓vRF=VRFcoswRFt，則vi=V0+

13、vLO+vRF 。由于vRF是小信號（線性近似），(V0+vLO)確定vRF的線性系數(shù)，故將 io= f(vi) 在 (V0+vLO) 附近作冪級數(shù)展開并忽略非線性項，有00()()oQCLOLORFiiif Vvf Vvv其中 是 時變時變工作點工作點電流電流 是 小信號混頻輸出電流小信號混頻輸出電流0()CLORFif Vvv0()QLOif Vv2022-3-7高頻電路基礎22將 vLO=VLOcoswLOt 和vRF=VRFcoswRFt 代入上述輸出電流表達式混頻輸出電流可以寫為00( )( )cos()QLLLitf Vv tf VVtw這個電流中一定含有頻率為 nwL 的成分，可

14、以寫為：0( )cos()QQnLnitIntw( )( )( )cosCmRFmRFRFitgtvgtVtw其中 稱為時變跨導( )( )oQomiiitigtv2022-3-7高頻電路基礎23012( )coscos2.mLOLOgtggtgtww將時變跨導展開：混頻輸出電流可改寫為：其中：1( ) () (0)21( )cos() () (1)mLnmLLgt dtnggtnt dtnwww0120( )(coscos2.)cos1cos()cos()2CLLRFRFnRFLORFLORFnitggtgtVtg Vntntwwwwwww2022-3-7高頻電路基礎24 or IFLORF

15、IFLORFwwwwww顯然，可能輸出的中頻電流為混頻器要求輸出中頻頻率為：1111( )cos()cos()22IFRFLORFRFLORFitgVtgVtwwww所以，混頻跨導為實際輸出是這兩部分中的一個線性時變電路中混頻跨導等于基頻跨導的一半111( )cos() ()22mCmLLgggtt dtww2022-3-7高頻電路基礎25例已知右圖電路中，晶體管的轉(zhuǎn)移特性為ic=Isexp(vBE/VT) ，輸出回路諧振在(w1-w2)上，諧振阻抗為RL 。若vs(t)=V1mcosw1t +V2mcosw2t，且w1w2，V1mVT，V2mw2，V1mVT，V2m 0還是vLO 0，均有兩

16、個二極管導通，另兩個二極管截止。當vLO很大時，二極管工作在開關(guān)狀態(tài)2()2cos()cos() 2 cos(3)cos(3) .3oRFLORFLORFLORFRFLORFLORFivStVttVttwwwwwwwwwl實際工作在線性時變狀態(tài)，不完全是開關(guān)模式，此時各階輸出的系數(shù)由gn代替， gn由vLO確定l輸出組合頻率僅為 l本振頻率的高次諧波nwLO被消除，射頻基頻wRF也被消除LORFpww2022-3-7高頻電路基礎49二極管雙平衡混頻器的特點： 沒有變頻增益（變頻增益為負值） 動態(tài)范圍大 線性好 使用頻率高且頻帶寬 噪聲系數(shù)小 端口隔離度較好2022-3-7高頻電路基礎50用微帶

17、線定向耦合器的二極管平衡混頻器兩個輸入端口的輸入功率都被平分到兩個輸出端口端口1的信號到達端口2時落后90 、到達端口3時落后180 端口4的信號到達端口3時落后90 、到達端口2時落后180 端口1和端口4之間相互隔離、端口2和端口3之間相互隔離2022-3-7高頻電路基礎5123cos()cos()2cos()cos()2LOLORFRFLOLORFRFvVtVtvVtVtwwww2013( )cos()cos()222nRFLORFLORFni tg Vnttnttwwww3013( )cos()cos()222nRFLORFLORFni tg Vnttnttwwww230( )( )(

18、 )cos()2onRFLORFni ti ti tg Vntww當本振幅度大而射頻幅度很小時，形成線性時變工作狀態(tài)2022-3-7高頻電路基礎52差分放大器的跨導傳輸特性1212, BEBETTVVVVCsCsII eII eIC1IC2IEEvid+Q2Q1211221111(1)(1)(1)BEBETidTEECCCCCVVVCvVCIIIIIIIeIe晶體管平衡混頻器2022-3-7高頻電路基礎531(1)idTvVEECIIeVid/VT-6IC/IEE0.51IC1IC26420-2-4IEEIEE211th222idCEEEETvIIIV1111122111th222idTidT

19、idTEECvVvVEEEEvVidEEEETIIeeIIevIIV12th()2idCCEETvIIIIV2022-3-7高頻電路基礎54Q1Q6Q5Q4Q3Q2IQvoVCCvLvSRCRC晶體管平衡混頻器（Gilbert乘法器）12543656th2th2th2LCCCTLCCCTSCCQTvIIIVvIIIVvIIIV1324124356()()()()() th2thth22oCCCCCCCCCCCLCCCTSLQCTTvIIRIIRIIIIRvIIRVvvI RVV2022-3-7高頻電路基礎55lGilbert乘法器的輸出是兩個輸入的雙曲正切的乘積l當兩個輸入均很?。╲VT）時，

20、由于x1時thxx，它們滿足乘法運算，這就是稱為乘法器的原因l一般混頻器工作在線性時變狀態(tài)，設vL為大信號：00th()22costh(cos)22cos1thcos() ()cos()cos 22cos() cos| 2SLoQCTTQCLLSSTTQCLLLLLSSnTTQCnSLSLSnTvvvI RVVI RVtVtVVI RVtnt dtntVtVVI RG VntntVwwwwwwwwwww傅立葉展開2022-3-7高頻電路基礎56Gn是各階組合頻率分量的電壓增益cos1thcos() ()22LLnLLTVtGnt dtVwww2022-3-7高頻電路基礎57平衡調(diào)制解調(diào)器(MC

21、1496)l結(jié)構(gòu)特點l在下面的差分對中加入發(fā)射極負反饋電阻 RElRE 遠大于晶體管的發(fā)射極電阻 re，構(gòu)成深度負反饋T6T5T4T3T2T1IQv1v2voVCCREIQ22RCRC2022-3-7高頻電路基礎58225622562561111, 22222EEEReEeECQRQCQRQEECCEvvirRrRvvIIiIIIiIRRvIIRRE較大156121122212120()th22th22costh(cos)22cos() cos| oCCCTCETCETCnnEvvIIRVRvvRVRVtVtRVRG VntntRwwwwww2022-3-7高頻電路基礎59MC1496的典型應

22、用電路2022-3-7高頻電路基礎60雙平衡模擬乘法器T8T7v1T6T5T4T3T2T1v1v2voVCCRE2RCRCRE1T10T92022-3-7高頻電路基礎61l結(jié)構(gòu)特點l在Gilbert乘法器中，下面的差分對加入深度負反饋，上面的差分對由直接輸入改為通過另一個電路輸入l增加的電路由帶深度負反饋的差分放大器以及反雙曲正切函數(shù)電路構(gòu)成反雙曲正切函數(shù)電路帶深度負反饋的差分放大器平衡調(diào)制解調(diào)器（帶深度負反饋的Gilbert乘法器）2022-3-7高頻電路基礎627891011781111711109181111221222112ln, ln11, 22212lnln2arcth212242

23、th2CCECCTECCTssCQCQEEQECEETTTCQEQECCCoETEQEQEEIIVVVVVVIIvvIIIIRRvI RIvvVVVVVvII RI RRRRvvvvvvvRVRI RI R Rv1與v2均可為大信號2022-3-7高頻電路基礎63l四象限乘法器 MC14952022-3-7高頻電路基礎64混頻電路中的失真與干擾進入混頻電路的信號有4種：接收信號vS ，本振信號vL ，干擾信號vd ，噪聲信號vn設輸入為其中兩個信號混頻器的非線性特性為若只計及非線性特性的三次項（通常高于三次的成分幅度迅速減小，不予考慮） ，則輸出組合頻率 | mf1 nf2 | 成分中，包含這

24、兩個信號的各自的基頻分量、二階組合頻率分量和三階組合頻率分量。1122coscosivVtVtww230123.oiiiiaa va va v2022-3-7高頻電路基礎65二階組合頻率成分，由二次項產(chǎn)生21212cos()a VVtww三階組合頻率成分，由三次項產(chǎn)生23 121223 12213cos(2)43cos(2)4a V Vta VVtwwww基頻成分，由一次項和三次項形成321 13 13 121321232321233()cos4233()cos42aVa Va VVtaVa Va V Vtww2022-3-7高頻電路基礎66在混頻器輸出的組合頻率中，只有接收信號與本振信號產(chǎn)生

25、的中頻信號是有用信號。而形成干擾的情況有以下兩種：l組合頻率落在中頻信號頻帶范圍之內(nèi)，直接進入后級l輸入信號的組合頻率和本振信號混頻后產(chǎn)生的信號落在中頻信號頻帶范圍之內(nèi)，進入后級能夠產(chǎn)生干擾的輸入信號組合方式主要有：l本振和干擾信號（副波道干擾和干擾哨聲）l接收信號和干擾信號、以及本振（交調(diào)和堵塞）l兩個干擾信號、以及本振（互調(diào)）l本振噪聲和干擾信號（倒易混頻）2022-3-7高頻電路基礎67鏡像頻率干擾干擾信號與本振相互作用，二階干擾產(chǎn)物的頻率為|fL fd |例：fI=465kHz，fL=4000kHz，正常接收的信號頻率為 fS = fL fI = 4000 465kHz = 3535k

26、Hz，即 fL fS = fI 若干擾頻率恰巧為 fd fL = fI，即 fd = fL + fI = 4000 + 465kHz = 4465kHz，則差頻后的組合 頻率等于中頻，成為干擾。稱為鏡像頻率干擾。fSfLfdfIfI2022-3-7高頻電路基礎68組合副波道干擾干擾信號與本振相互作用，三階干擾產(chǎn)物的頻率為 |2fd fL|或|2fL fd|，若此產(chǎn)物頻率等于中頻，則產(chǎn)生干擾。例： fI =465kHz，fL =4465kHz，fS =4000kHz，fL fS = fI 由于本振頻率高于中頻（下變頻），不可能出現(xiàn) 2fd + fL 或 2fL + fd 的干擾信號。 可能的干擾

27、頻率有： 2fd fL = fI fd = 0.5 ( fL + fI ) =2465kHz fL 2 fd = fI fd = 0.5 ( fL fI ) =2000kHz 2fL fd = fI fd = 2fL fI =8465kHz fd 2fL = fI fd = 2fL + fI =9395kHz 2022-3-7高頻電路基礎69副波道干擾的消除l這種干擾的產(chǎn)生原因是由于干擾信號與本振同時作用l由于本振與信號之間的關(guān)系就是相乘關(guān)系，所以不可能企圖通過改善混頻級特性來改善l改善的途徑：增加調(diào)諧高放級直接提高前級的選擇性，不讓干擾信號進入混頻級2022-3-7高頻電路基礎70干擾哨聲混

28、頻器在正常接收某個信號的同時，除了產(chǎn)生正常的中頻信號 |fLfS |外，由于輸入信號和本振信號的高次諧波，使得混頻器產(chǎn)生另外的近似中頻|mfLnfS |=fIF ，其中F是一個人耳可聞的頻率。結(jié)果，這個頻率與正常的中頻輸出均可以通過中頻放大電路，由于后續(xù)的檢波電路的非線性，使得輸出電壓產(chǎn)生差拍，人耳即可聽到頻率為F的哨聲。另外，若在接收正常信號的同時，又有一個干擾信號能夠產(chǎn)生近似中頻|mfLnfd |=fIF ，也會產(chǎn)生干擾哨聲。2022-3-7高頻電路基礎71l例正常信號 fS = 930kHz，當本振頻率為 fL = 1394.5kHz 時，正常的混頻輸出為 fLfS = 1394.593

29、0 = 464.5kHz由于此輸出頻率十分接近中頻 fI = 465kHz，所以能夠通過中頻放大。但是若混頻器的非線性失真過大，則高階產(chǎn)物有 2fSfL = 29301394.5 = 465.5kHz此頻率也十分接近中頻 ，所以也能夠通過中頻放大，結(jié)果兩個頻率在檢波器（二極管）上產(chǎn)生混頻，最后輸出它們的差頻 1kHz 信號，形成干擾哨聲。2022-3-7高頻電路基礎72交叉調(diào)制（交調(diào)）接收信號 vs 和干擾信號 vd 在混頻器中相乘，產(chǎn)生多種三階組合信號。第一類、其中僅包含wS的成分：323333()cos42SSdSaVaV Vtw上述畫紅線部分的幅度受到干擾信號的調(diào)制，但是其頻率就是接收信

30、號的頻率，所以再與本振混頻后一定形成中頻，成為干擾信號。特點：只要干擾信號有足夠的幅度，任何干擾頻率都可能形成干擾。2022-3-7高頻電路基礎73223333cos(2) , cos(2)44SdSdSddSa V Vta V Vtwwww第二類、其中包含 wS 和 wd 的三階乘積項成分若 fd 滿足一定條件，該三階信號與本振信號混頻后，頻率為顯然它們可以通過中頻放大。由于其中都含有干擾信號的幅度成分，所以都能夠成為干擾。22LSdILSdIffffffff或交調(diào)干擾的特點：由于引起干擾的組合頻率是干擾信號與接收信號的非線性產(chǎn)物，所以兩者同時出現(xiàn)。接收信號一旦消失，干擾信號亦同時消失。20

31、22-3-7高頻電路基礎74例：接收信號 fS 4.000MHz，本振信號 fL 4.465MHz 中頻信號 fI 0.465MHz，干擾信號 fd 3.070MHz4MHz3.07MHz4.465MHz(2)2 43.0704.4650.465SdLIffff fI 2fI fd fS fL 4.930MHzfI 2fS fd 顯然此信號可以通過中頻放大，并且其中含有干擾信號的幅度成分。2022-3-7高頻電路基礎75交調(diào)的一種特別情況是：干擾信號是一個幅度極大的信號。此時，輸出電流中的接收信號基頻分量為21332mdgaa V所以混頻器件的平均跨導為通常，器件特性 a3 0。當干擾信號幅度

32、 Vd 很大的時候，器件的平均跨導極度減小，導致正常信號無法接收，這種情況稱為堵塞。在接收機附近存在強發(fā)射源的時候就會出現(xiàn)這種現(xiàn)象。堵塞3213321321333()cos423()cos23()2osssdsssdsdsiaVa Va VVtaVa VVtaa Vvww2022-3-7高頻電路基礎76互相調(diào)制（互調(diào)）在混頻器內(nèi)，同時輸入的兩個干擾信號 vd1 和 vd2 產(chǎn)生各種組合干擾信號頻率 (mfd1nfd2) ，主要的是三階干擾頻率 (2fd1fd2 )和 (2fd2fd1 )。若其中某頻率滿足則它與本振混頻后產(chǎn)生的信號能夠通過中頻放大，形成干擾。與交調(diào)的主要區(qū)別是：互調(diào)是兩個干擾信

33、號相互作用后形成的干擾，與接收信號無關(guān)。1221(2)(2)LddILddIffffffff2022-3-7高頻電路基礎77例：接收信號 fS 2.2MHz 干擾信號分別為 fd12MHz 和 fd21.8MHz 三階干擾頻率有 2fd1fd2 2.2MHz 和 2fd2fd1 1.6MHz 由于其中2.2MHz的干擾信號頻率與接收信號相同，所以它與本振混頻后產(chǎn)生的頻率一定等于中頻，就此產(chǎn)生干擾。而且由于這個干擾與接收信號無關(guān)，所以即使接收信號消失，干擾依然存在。1.6MHz2MHz1.8MHz2.2MHz2022-3-7高頻電路基礎78交調(diào)、互調(diào)的改善由于交調(diào)、堵塞、互調(diào)等都是由于干擾信號在

34、混頻級非線性作用下的產(chǎn)物，所以改善的途徑有兩個：1.不讓干擾信號進入，方法就是增加調(diào)諧高放2.減少混頻級中的高階產(chǎn)物，包括采用具有二次特性的場效應管混頻電路、采用平衡跨導混頻電路、二極管雙平衡混頻電路等二階截點與三階截點l由于交調(diào)、堵塞、互調(diào)等干擾程度都與器件特性的高階系數(shù)有關(guān)，所以衡量一個混頻器的優(yōu)劣時，很重要的指標就是高階截點。l主要的高階截點是二階截點和三階截點，它們的定義分別是二階組合頻率輸出功率等于基頻輸出功率的點、三階組合頻率輸出功率等于基頻輸出功率的點。l類似的定義也常常在小信號放大器中用來衡量放大器的性能優(yōu)劣。2022-3-7高頻電路基礎792022-3-7高頻電路基礎80例 某混頻器的混頻功率增益為15dB，輸出三階截點OIP325dBm，問輸入功率為20dBm的兩個干擾信號時的三階互調(diào)輸出功率。解：混頻輸出功率和三階輸出功率的關(guān)系如圖。由圖可知，輸入為20dBm時的三階互調(diào)輸出功率為65dBm顯然，更高的三階截點意味著更低的互調(diào)輸出功率Po(dBm)2010-10-20-30Pi(dBm)20-10-70-60-50-40-30-20100Po1Po3IP325dBm15dBm-65dBm高階截點的測量方法以三階截點為例，在以分貝表示的輸入輸出功率曲線上，有2022-3-7高頻電路基礎81113333313()oi