運動控制學理論第6章

1、第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 第第6章章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng)的調(diào)速系統(tǒng) 6.1 變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速的基本控制方式 6.2 異步電動機電壓異步電動機電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性 6.3 交流脈沖寬度調(diào)制（交流脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術）技術 6.4 轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)6.5 轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng) 6.6 PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的幾個問題變頻調(diào)速系統(tǒng)的幾個問題 習題與思考題習題與思考題 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系

2、統(tǒng) 6.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速是改變同步轉(zhuǎn)速的一種調(diào)速方法。 同步轉(zhuǎn)速n0隨電源頻率而變化， 即， 異步電機轉(zhuǎn)速為n=n0(1s)=n0sn0=n0n， 而n=sn0與負載有關。 111pp60602fnnn第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 為了達到良好的控制效果， 在進行電機調(diào)速時， 應保持電機中每極磁通量m為額定值不變。 如果磁通太弱， 沒有充分利用電機的鐵芯磁通， 是一種浪費； 如果過分增大磁通， 使鐵芯磁通飽和， 導致過大的勵磁電流， 則嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。 對于直流電機， 勵磁系統(tǒng)是獨立的， m保持不變是很容易做到的。 在交

3、流異步電機中， 磁通m由定子磁勢和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生， 要保持磁通恒定就需要費一些周折了。 由第5章可知， 三相異步電動機定子每相電動勢的有效值是： 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （6-1）由式（6-1）可知， 只要控制好Eg和f1， 便可達到控制磁通m的目的， 對此， 需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。g11w1m4.44EfW K 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.1.1基頻以下調(diào)速基頻以下調(diào)速由式（6-1）可知， 保持m不變， 當頻率f1從額定值f1N向下調(diào)節(jié)時， 使即采用電動勢頻率比為恒值的控制方式。 然而， 繞組中的感應電動勢是難以直接控制的， 當電動

4、勢值較高時， 忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降， 而認為定子相電壓UsEg， 則得這就是恒壓頻比的控制方式。 （6-2）g1Efs1Uf（6-3）常值常數(shù)第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 低頻時， Us和Eg都較小， 定子漏磁阻抗壓降所占的比重較大， 不能再忽略。 這時， 可以人為地把電壓Us抬高一些， 以便近似地補償定子壓降。 帶定子壓降補償和無補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于圖6-1中。 在實際應用中， 由于負載大小不同， 需要補償?shù)亩ㄗ訅航抵狄膊灰粯印?在控制軟件中， 須備有不同斜率的補償特性， 以供用戶選擇。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-1恒壓頻比控制特性第6章 基于異步電

5、機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.1.2基頻以上調(diào)速基頻以上調(diào)速在基頻以上調(diào)速時， 頻率從f1N向上升高， 由于定子電壓Us決不可能超過額定電壓UsN， 最多只能保持Us=UsN， 這將迫使磁通與頻率成反比降低， 相當于直流電動機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起， 如圖6-2所示。 如果電機在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負載都能使電流達到額定值， 即都能在允許溫升下長期運行， 則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化。 按照電力拖動原理， 在基頻以下， 磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定， 屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”； 而在基頻以上， 轉(zhuǎn)速升高時磁通與轉(zhuǎn)矩降低， 基本上屬于“恒功率調(diào)速”。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的

6、調(diào)速系統(tǒng) 圖6-2異步電機變壓變頻調(diào)速的控制特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.2異步電動機電壓異步電動機電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性特性6.2.1恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機的機械特性當定子電壓Us和電源角頻率1恒定時， 可將異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩改寫為（6-4）2s1rep22221sr1lslr3()()UsRTnsRRsLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 當s很小時， 忽略分母中含s各項， 則也就是說， 當s很小時， Te近似與s成正比。 帶負載時的轉(zhuǎn)速降n為（6-6） （6-5）2s1ep1r3UsTn

7、sR2er111e2pps10602T RsnsnTnnU 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 由此可見， 當Us/1為恒定時， 對于同一轉(zhuǎn)矩Te， n基本不變。 這就是說， 在恒壓頻比的條件下改變頻率1時， 機械特性基本上是平行下移的近似直線， 即機械特性Te=f(s)是一段直線， 見圖6-3。 當s接近于1時， 可忽略式（6-4）分母中的， 則即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比， 這時， Ts=f(s)是對稱于原點的一段雙曲線。 當s為以上兩段的中間數(shù)值時， 機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段， 如圖6-3所示。 （6-7）2s1rep2221s1lslr13() URTns RLLsr

8、R第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-3恒壓恒頻時異步電機的機械特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.2.2基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性頻率協(xié)調(diào)控制時的機械特性圖6-4再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路。 由式（6-4）機械特性方程式和圖6-4可以看出， 對于同一組轉(zhuǎn)矩Te和轉(zhuǎn)速n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求， 電壓Us和頻率1可以有多種配合。 在Us和1的不同配合下, 機械特性也是不一樣的， 因此可以有不同方式的電壓-頻率協(xié)調(diào)控制。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-4異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路和感應電動勢第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 1. 恒

9、壓頻比控制（恒壓頻比控制（Us/1=恒值）恒值）6.1節(jié)中已經(jīng)指出， 為了近似地保持氣隙磁通不變， 以便充分利用電機鐵芯， 發(fā)揮電機產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力， 在基頻以下須采用恒壓頻比控制。 這時， 同步轉(zhuǎn)速隨頻率變化， 帶負載時的轉(zhuǎn)速降落。 在機械特性近似直線段上， 可以導出（6-8）10p602nn01p602nsnsn re12sp13RTsUn第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 由此可見， 當Us/1為恒值時， 對于同一轉(zhuǎn)矩Te， s1是基本不變的， 因而n也是基本不變的。 在恒壓頻比的條件下改變頻率1時， 機械特性基本上平行下移， 如圖6-5所示。 它們和直流他勵電機變壓調(diào)速時的情況基本相

10、似， 所不同的是， 當轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后， 轉(zhuǎn)速再降低， 特性就折回來了。 而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小， 可參看第5章式（5-30）和式（5-31）， 稍加整理后可得第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （6-9） 可見頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小， 最大轉(zhuǎn)矩Te max是隨著1的降低而減小的。 頻率很低時， Te max太小將限制電機的帶載能力， 采用定子壓降補償， 適當?shù)靥岣唠妷篣s， 可以增強帶載能力， 見圖6-5。 2psemax212sslslr11312()nUTRRLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-5恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機械特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的

11、調(diào)速系統(tǒng) 2.恒恒Eg/1控制控制如果在電壓-頻率協(xié)調(diào)控制中， 恰當?shù)靥岣唠妷篣s， 克服定子阻抗壓降以后， 能維持Eg/1為恒值（基頻以下）， 則由式（6-1）可知， 則無論頻率高低， 每極磁通m均為常值， 由等效電路得轉(zhuǎn)子電流和電磁轉(zhuǎn)矩 （6-10）gr222r1lrEIRLs第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 代入電磁轉(zhuǎn)矩關系式， 得這就是恒Eg/1時的機械特性方程式。 （6-11）2pgre2122r1lr2g1rp22221r1lr3 3nERTsRLsEsRnRsL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 利用與前面相似的分析方法， 當s很小時， 忽略分母中含s項， 則這表明機械

12、特性的這一段近似為一條直線。 當s接近于1時， 可忽略分母中的項， 則這是一段雙曲線。 （6-12）（6-13）2g1ep1r3EsTnsR2grep211lr13ERTnsLsrR第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) s值為上述兩段的中間值時， 機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡， 整條特性與恒壓頻比特性相似。 但是， 對比式（6-4）和式（6-11）可以看出， 恒Eg/1特性分母中含s項的參數(shù)要小于恒Us/1特性中的同類項， 也就是說， s值要更大一些才能使該項占有顯著的分量， 從而不能被忽略， 因此恒Eg/1特性的線性段范圍更寬。 圖6-6給出了不同電壓-頻率控制方式時的機械特性。 第

13、6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 將式（6-11）對s求導， 并令dTe/ds=0， 可得恒Eg/1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩在式（6-15）中， 當Eg/1為恒值時， Te max恒定不變。 可見恒Eg/1控制的穩(wěn)態(tài)性能是優(yōu)于恒Us/1控制的， 它正是恒Us/1控制中補償定子壓降所追求的目標。 （6-14）（6-15）rm1lrRsL2ge maxp1lr312ETnL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-6不同電壓-頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機械特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 3. 恒恒Er/1控制控制如果把電壓-頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓Us再進一步提高， 把轉(zhuǎn)子

14、漏抗的壓降也抵消掉， 得到恒Er/1控制， 那么， 機械特性會怎樣呢？ 由圖6-4可寫出：代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關系式， 得電磁轉(zhuǎn)矩（6-16）rrr/EIRs第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （6-17） 現(xiàn)在， 不必再作任何近似就可知道， 這時的機械特性Te=f(s)完全是一條直線， 也把它畫在圖6-6上。 顯然， 恒Er/1控制的穩(wěn)態(tài)性能最好， 可以獲得和直流電動機一樣的線性機械特性。 這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。 22prrr1ep211rr33nEREsTnsRRs第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 現(xiàn)在的問題是， 怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的Er/1呢？

15、 按照式（6-1）電動勢和磁通的關系， 可以看出， 當頻率恒定時， 電動勢與磁通成正比。 在式（6-1）中， 氣隙磁通的感應電動勢Eg對應于氣隙磁通幅值m， 轉(zhuǎn)子全磁通的感應電動勢Er對應于轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm， 則有Er=4.44f1W1Kw1rm （6-18）由此可見， 只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值“m=恒值”進行控制， 就可以獲得恒Er/1。 這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則， 將在第7章詳細討論。第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 4. 小結(jié)小結(jié)綜上所述， 在正弦波供電時， 按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓-頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機械特性。 恒壓頻比（Us/1=恒值）控制最容易實現(xiàn)， 變頻機械特性

16、基本上是平行下移， 硬度也較好， 能夠滿足一般的調(diào)速要求， 但低速帶載能力有些差強人意， 須對定子壓降實行補償。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 恒Eg/1控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉藴剩?可以在穩(wěn)態(tài)時達到m等于恒值， 從而改善了低速性能， 但其機械特性還是非線性的， 產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。 恒Er/1控制可以得到和直流他勵電動機一樣的線性機械特性， 按照轉(zhuǎn)子全磁通rm恒定進行控制即得Er/1為恒值， 在動態(tài)中也盡可能保持rm恒定是矢量控制系統(tǒng)所追求的目標， 當然實現(xiàn)起來是比較復雜的。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.2.3基頻以上恒壓變頻時的機械特性基頻以

17、上恒壓變頻時的機械特性在基頻f1N以上變頻調(diào)速時， 由于電壓Us=UsN不變， 式（6-4）的機械特性方程式可寫成而式（6-9）的最大轉(zhuǎn)矩表達式可改寫成（6-19）（6-20）2repsN22221sr1lslr3()()sRTn UsRRsLL2emaxpsN2221ss1lslr312()Tn URRLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 同步轉(zhuǎn)速的表達式仍為。 由此可見， 當角頻率1提高時， 同步轉(zhuǎn)速隨之提高， 最大轉(zhuǎn)矩減小， 機械特性上移， 而形狀基本不變， 如圖6-7所示。 由于頻率提高而電壓不變， 氣隙磁通勢必減弱， 導致轉(zhuǎn)矩減小， 但轉(zhuǎn)速卻升高了， 可以認為輸出功率基本不變,

18、 所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。 最后， 應該指出， 以上所分析的機械特性都是正弦波電壓供電， 如果電壓源含有諧波， 將使機械特性受到扭曲， 并增加電機中的損耗。 因此， 在設計變頻裝置時， 應盡量減少輸出電壓中的諧波。 11602pnn第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-7基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機械特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.2.4恒流正弦波供電時的機械特性恒流正弦波供電時的機械特性在變頻調(diào)速時， 保持異步電機定子電流Is的幅值恒定， 叫做恒流控制。 電流幅值恒定是通過帶PI調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實現(xiàn)的， 這種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動靜態(tài)性能。

19、恒流供電時的機械特性與上面分析的恒壓機械特性不同， 設電流波形為正弦波， 即忽略電流諧波， 由圖6-4所示的等效電路在恒流供電情況下可得第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 電流幅值為（6-21） r1m1lr1mrssrr1lr1mlrj/(j)jjj()RLLLsIIIRRLLLss1msr222r1mlr()L IIRLLs第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 將式（6-21）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達式， 得取dTe/dt=0， 可求出恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值 產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率為（6-22）（6-23）（6-24）p222rrerp1ms22221r1mlr33()nRR sTInL

20、IsRsLLs22pmsemaxconst.mlr32()In L ITLLsrmconst.1mlr()IRsLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 由第5章式（5-30）和式（5-31）可得恒壓機械特性的最大轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩為按式（6-22）、 式（6-23）和式（6-24）繪出不同電流、 不同頻率下的恒流機械特性如圖6-8所示。 srmconst.222s1lslr()URsRLLs12psemaxconst.222ss1lslr32()Un UTRRLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-8恒流供電時異步電動機的機械特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 比較恒流機械

21、特性與恒壓機械特性， 由上述表達式和特性曲線可得以下結(jié)論： （1） 恒流機械特性與恒壓機械特性的形狀相似， 都有理想空載轉(zhuǎn)速點（s=0， Te=0）和最大轉(zhuǎn)矩點（sm， Te max）。 （2） 兩類特性的特征有所不同， 比較式（6-24）和式（5-30）可知， 由于LlsLm， 所以， 因此恒流機械特性的線性段比較平， 而最大轉(zhuǎn)矩處形狀很尖。 ssmmconstconst,IUss第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （3） 恒流機械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率1無關， 恒流變頻時最大轉(zhuǎn)矩不變， 但改變定子電流時， 最大轉(zhuǎn)矩與電流的平方成正比。 （4） 由于恒流控制限制了電流Is， 而恒壓供電時

22、隨著轉(zhuǎn)速的降低Is會不斷增大， 所以在額定電流時的要比額定電壓時的小得多， 用同一臺電機的參數(shù)代入式（6-23）和式（5-31）可以證明這個結(jié)論。 但這并不影響恒流控制的系統(tǒng)承擔短時過載的能力， 因為過載時可以短時加大定子電流， 以產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩， 參看圖6-8。 semaxconstITsemaxconstUT第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.3交流脈沖寬度調(diào)制（交流脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術）技術異步電機調(diào)速需要電壓與頻率均可調(diào)的交流電源， 常用的交流可調(diào)電源是由電力電子裝置構(gòu)成的靜止式變換器， 一般稱為變頻器。 在大多數(shù)應用場合中， 變頻器都采用“交/直/交”型間接變換器， 如

23、圖6-9所示。在交/直/交變壓變頻器中， 為了保持電網(wǎng)功率因數(shù)不變， 減小直流側(cè)諧波， 通常都采用二極管整流與全控器件“逆變”結(jié)構(gòu)。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-9交/直/交變壓變頻器第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.3.1PWM波形生成原理波形生成原理早期的交/直/交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器）， 這是因為當時逆變器只能采用半控型的晶閘管， 其關斷的不可控性和較低的開關頻率導致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化， 從而會有較大的低次諧波， 使電機輸出轉(zhuǎn)矩存在脈動分量， 影響其穩(wěn)態(tài)工作性能， 在低速運行

24、時更為明顯。 為了改善交流電機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能， 在出現(xiàn)了全控式電力電子開關器件之后， 開發(fā)了應用脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation, PWM)技術的逆變器。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) PWM技術的理論基礎是采樣控制理論， 即沖量相等而形狀不同的脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時， 其效果基本相同。 沖量指窄脈沖的面積。 這里所說的效果相同， 是指環(huán)節(jié)的輸出響應波形基本相同。 如果將其輸出波形用傅氏變換分析， 其中低頻特性基本相同， 僅在高頻段略有差異。 例如， 圖6-10中所示的三個面積相等但形狀不同的窄脈沖， 當它們分別加在慣性環(huán)節(jié)上時， 輸出響應基本相

25、同， 并且脈沖寬度越窄， 其輸出的差異越小。 當脈沖變?yōu)閳D6-10(d)中的單位脈沖函數(shù)時， 環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)脈沖響應。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-10形狀不同而沖量相同的各種脈沖第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 傳統(tǒng)的交流變頻以正弦波作為逆變器輸出的期望波形， 以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier Wave）， 并用頻率與期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation Wave）， 當調(diào)制波與載波相交時， 由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻， 可獲得在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波(如圖6-11所示)

26、， 從而用一系列幅度相等、 寬度不等的脈沖序列代替一個正弦波。 改變?nèi)禽d波頻率即可改變半個周期內(nèi)矩形波的數(shù)量， 改變正弦調(diào)制波幅值即可改變矩形波寬度。 這種主電路只有一套可控功率器件， 具有結(jié)構(gòu)簡單、 控制方便的優(yōu)點， 逆變器采用PWM的方法， 輸出諧波含量小， 因此， 逆變器PWM技術一直是電力電子學研究的熱點。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 在技術實現(xiàn)上， 從模擬電路發(fā)展到全數(shù)字化方案， 為了適應交流異步電機變頻調(diào)速的應用， 在調(diào)制原理上先后提出了電壓正弦波調(diào)制、 電流正弦波調(diào)制算法和磁鏈跟蹤調(diào)制技術等。 為了獲得優(yōu)良的輸出波形， 提出了選擇諧波消除算法、 效率最優(yōu)的和轉(zhuǎn)矩脈動

27、最小的PWM算法。 為了消除音頻噪聲、 消除低次諧波以及提高系統(tǒng)穩(wěn)定性， 又提出了各種隨機PWM技術。 到目前為止， 對這一技術仍有新的方案不斷提出， 充分體現(xiàn)了其強大的生命力。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-11PWM型交/直/交變頻器輸出電壓波形圖第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.3.2正弦正弦PWM控制技術控制技術1） 自然采樣法(Natural Sampling)按照正弦PWM控制的基本理論， 在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率器件的通斷， 這種生成正弦PWM波形的方法稱為自然采樣法。 正弦波在不同的相位角時其值不同， 因而與三角波相交所得的脈沖寬度也不同

28、。 另外， 當正弦波頻率變化或者幅值變化時， 各脈沖的寬度也相應變化， 要準確生成正弦PWM波形， 就應準確地計算出正弦波和三角波的交點。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 從圖6-12中取三角波的相鄰兩個正峰值之間為一個周期， 為了簡化計算， 可設三角波峰值為標幺值1， 正弦調(diào)制波為ur=ma sinrt （6-25）式中： ma為調(diào)制度(即調(diào)制波幅值與載波幅值之比)， 0ma1； r為正弦調(diào)制波的角頻率。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-12自然采樣法 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 從圖6-12可以看出， 在三角波載波的一個周期Tc內(nèi)， 其下降段和上升段各與正

29、弦調(diào)制波有一個交點， 分別為A點和B點。 A、 B點對于三角波中心線是不對稱性的， 必須把脈寬時間t2分成與兩部分分別求解。 由相似直角三角形的幾何關系可知（6-26）2t2tar Ac2ar Bc21sin2/21sin2/2mtTtmtTt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 經(jīng)整理得可以看出， Tc和ma是給定的， 式（6-26）中的tA和tB均是未知數(shù)， 求解這個超越方程是非常困難的， 這是由正弦調(diào)制波和三角波的交點的任意性造成的。 由于求解需要花費較多的計算時間， 難以在實時控制中在線計算， 因而自然采樣法在實際工程中的應用不多。 （6-27）ca222r Ar B1(sinsin

30、)22Tmttttt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 2） 規(guī)則采樣法(Regular Sampling)為了克服自然采樣法復雜的計算方法， 又使采樣效果盡量接近自然采樣法， 人們提出了規(guī)則采樣法。 規(guī)則采樣法利用三角載波的正、 負峰值點所對應的正弦函數(shù)值來代替自然采樣法交點的計算值。 根據(jù)脈沖的中點是否以相應的三角載波峰值點對稱， 規(guī)則采樣法可分為不對稱規(guī)則采樣法（Asymmetric Regular Sampling）和對稱規(guī)則采樣法(Symmetric Regular Sampling)兩種。 規(guī)則采樣法的脈沖寬度關系如圖6-13所示， 在對稱規(guī)則采樣法中； 而不對稱規(guī)則采樣法中。

31、 2t2t2t2t第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-13按沖量相等原理計算雙極性第k個PWM脈沖的導通和關斷角(a) 對稱規(guī)則采樣法； (b) 不對稱規(guī)則采樣法第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 根據(jù)圖6-13(a)的對稱規(guī)則采樣法， 利用對應幾何關系可得脈沖寬度 間隙時間為在控制過程中， 可根據(jù)所需r和ma值實時計算出現(xiàn)相應脈沖寬度及間隙時間。 （6-28）（6-29）c222ar D(1sin)2Ttttmt22c21()2ttTt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 為了進一步接近正弦波， 又提出了不對稱規(guī)則采樣法。 在不對稱規(guī)則采樣法中， 同樣可根據(jù)相應幾何關系得（6

32、-30）c2ar Ec2ar D(1sin)4(1sin)4TtmtTtmt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 相應的間隙時間為在實際控制中， 多采用不對稱規(guī)則采樣法， 以減少諧波。 （6-31）（6-32）cc12ar E(1sin)24TTttmtcc22ar D(1sin)24TTttmt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.3.3選擇諧波消除選擇諧波消除PWM控制技術控制技術選擇諧波消除PWM(Selective Harmonics Elimination and Pulse Width Modulation， SHEPWM)就是消除輸出波形中不希望諧波頻譜的PWM算法， P

33、WM控制產(chǎn)生的逆變器輸出由不等寬的脈沖波形構(gòu)成， 由傅立葉級數(shù)的頻譜分析原理可知， 顯然它包含了基波和許多高次諧波。 諧波的幅度和控制策略、 開關頻率、 濾波電路等有關。 諧波的存在將會對電網(wǎng)、 電氣設備、 通信系統(tǒng)等造成一定危害。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 以單相SHEPWM為例， 圖6-14為已知開關角的雙極性PWM波形圖， 其電壓波形的傅立葉級數(shù)可表示為（6-33）onn2no02no0( )cos()sin()1( )cos()d()1( )sin()d()Utan tbn taUtn ttbUtn tt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-14變頻器輸出的雙極性

34、PWM波形第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 對已知開關角的PWM波的諧波進行分析可知， 該傅立葉級數(shù)的余弦分量、 直流分量和偶次正弦分量為零， 即得到式中， k為0, /2區(qū)間內(nèi)N個開關角中的第k個開關角; n為基波和各次諧波的次數(shù)。 基波幅值為（6-34）nnn100,1,2,3,00,2,4,6,412( 1) cos()1,3,5,7,nkkkanbnEbnnn第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 令q為選定的基波幅值, 則有b1=q。 令其它(N1)個低階的高次諧波的幅值為零, 則有bn=0n=3, 5, 7, (6-36)（6-35）11412( 1) cos()1,3,5,

35、7,nkkkEbnn第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 由b1=q和式(6-35)共同構(gòu)成了一個具有N個未知數(shù)（1, 2, 3, , n）的N維方程組, 解此方程組， 得到一組在0, /2區(qū)間內(nèi)的脈沖波開關角， 進而可以得到整個周期內(nèi)的開關角。 采用這組開關角的PWM波形， 保證了基波幅值為規(guī)定的數(shù)值， 同時N1個指定階次的諧波幅值為零。 這就是SHEPWM的數(shù)學模型。 對于三相對稱系統(tǒng)， 3的整數(shù)倍次諧波因同相而被自動消除, 所以有bn=0n=5, 7, 11, (6-37)該方程組是一組非線性超越方程組, 不可能求出它的解析解， 因此實時求解非線性超越方程組是消除特定諧波技術的關鍵。

36、第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) SHEPWM技術直接利用輸出電壓的數(shù)字模型來求解開關角（方波電壓波形的開關轉(zhuǎn)換點）， 從而達到消除指定次諧波的目的。 通過合理地選擇開關轉(zhuǎn)換點位置， 可以達到既能控制輸出基波電壓分量， 又能有選擇地消除某些較低次諧波的目的。 在這種方法中， 已經(jīng)不用載波和正弦調(diào)制波的比較， 而是以保證所需的基波， 同時消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的， 通過計算來確定各脈沖的開關時刻, 即以開關角為參考變量尋求最優(yōu)的k， 以實現(xiàn)諧波的選擇性消除。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) SHEPWM技術具有以下正弦波PWM技術所不具備的優(yōu)點： （1） 功率開關管

37、的開關頻率下降約三分之一， 這使得功率開關管和吸收電路的開關損耗降低， 逆變器的效率提高， 電磁干擾減少， 并使得在采用普通主電路的大功率逆變器上使用GTO作為功率開關管成為可能。（2） 在功率開關管開關次數(shù)相等的情況下， 輸出電壓、 電流的質(zhì)量提高， 可降低對輸入和輸出濾波器的要求， 特別是在三相電源系統(tǒng)中效果更為明顯。 （3） 可以有效地消除低次諧波， 因此電流脈動大大減少， 使逆變器的性能得到較大提高。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 應當指出的是， 優(yōu)化后的PWM波形并不意味著消除或減少了總的諧波能量， 而只是改變了各次諧波的組成， 由于低次諧波不易由濾波電路消除且對機電設備及

38、外部線路造成的影響高于高次諧波， 因此通常進行優(yōu)化PWM時， 原則上都是盡量削弱低次諧波而由高次諧波承擔總的諧波能量， 再通過濾波電路將易于實現(xiàn)濾波的高次諧波消除。 基于特定消諧技術的逆變器， 求解PWM控制脈沖開關角的數(shù)學模型為非線性方程組， 而且是超越方程組， 逆變器的最關鍵技術就在于能獲得一種快速而且全局收斂的算法來求解該方程組， 但是受求解非線性方程組的限制， 一般認為這種方法難以實現(xiàn)在線求解、 實時控制。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 目前幾乎所有該逆變器， 一般都在計算機中采用離線計算的方法來確定開關角, 然后將這些PWM開關角預先存儲在微處理器的程序存儲器里（EPROM

39、）， 在實時控制時在線讀取或進行簡單函數(shù)變換后來產(chǎn)生PWM波。 這種方法只能實現(xiàn)輸出電壓及頻率的有級調(diào)節(jié)， 且隨著電壓調(diào)節(jié)分辨率增高， 或者是在同時要調(diào)整電壓和頻率的情況下， 其需要的存儲空間也隨之增大。 事實上， 由于存儲空間的限制， 系統(tǒng)的靈活性及應用場合有限。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.3.4電流滯環(huán)電流滯環(huán)PWM控制技術控制技術傳統(tǒng)的正弦波PWM主要著眼于使變頻器輸出電壓波形接近正弦波， 并未顧及輸出電流的波形。 對于交流電動機， 實際需要保證的是正弦電流， 因為只有在交流電動機繞組中通入三相平衡正弦電流， 才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定， 不含脈動分量。第6章 基于異步

40、電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 如果控制系統(tǒng)的給定信號為電流， 反饋信號也為電流， 則這個系統(tǒng)就控制了輸出電流， 輸出電流將跟隨跟定電流而變化。 電流滯環(huán)（Hysteresisband）控制PWM即基于此原理工作， 由給定電路（或微控制器）產(chǎn)生給定頻率和幅值的正弦電流信號， 與實際電流檢測信號相比較（通過滯環(huán)比較器HBC完成）， 控制逆變器該相上橋臂的電力電子開關的通斷， 其原理框圖如圖6-15所示。第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-15電流滯環(huán)控制PWM原理框圖第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖中， 電流控制器是帶滯環(huán)的比較器， 環(huán)寬為2h， 且將給定電流與輸出電流ia進行比較，

41、 電流偏差ia超過時h， 經(jīng)滯環(huán)比較器HBC控制逆變器A相上（或下）橋臂的功率器件動作。 B、 C二相的原理圖均與此相同。 采用電流滯環(huán)跟蹤控制時， 變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-16中。 （6-38）*ai*aaaiiih 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-16電流滯環(huán)控制的輸出電壓和電流波形(a) 電流波形; (b) 電壓波形第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 如果iaTL， 電機開始加速并隨變頻器提供的這組曲線加速至點3處。 最終沿點3的機械特性曲線穩(wěn)定工作在點4。 同樣方法， 也可完成減速過程， 如圖中工作點“1567”所示。此外， 穩(wěn)態(tài)時對于電動運行狀

42、態(tài)， 轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n小于同步轉(zhuǎn)速n0， 所以這種調(diào)速方法是靜態(tài)有差的， 并且轉(zhuǎn)速誤差為電機的滑差轉(zhuǎn)速sn0。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.5轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)可以滿足平滑調(diào)速的要求， 但靜、 動態(tài)性能都有限， 要提高靜、 動態(tài)性能， 需要使用轉(zhuǎn)速反饋閉環(huán)控制。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.5.1轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念恒Eg/1控制（即恒m控制）時的電磁轉(zhuǎn)矩公式為將代入上式， 得2g1rep22221r1lr3EsRTnRsL1g11w1m1w1m11w1m14.444

43、.4422EfW K W K W K 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （6-55） 令轉(zhuǎn)差角頻率， 則（6-56）2221rep1w1m2222r1lr32sRTn W K RsL22mp1w132Kn W Ks1,s2sremm22rslr()RTK RL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 當電機穩(wěn)態(tài)運行時， s值很小， s也很小， 可以認為， 則轉(zhuǎn)矩可近似表示為式（6-57）表明， 在s值很小的穩(wěn)態(tài)運行范圍內(nèi)， 如果能夠保持氣隙磁通m不變， 異步電動機的轉(zhuǎn)矩就近似與轉(zhuǎn)差角頻率s成正比。 控制轉(zhuǎn)差頻率就代表控制轉(zhuǎn)矩， 這就是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念。 （6-57）slrrLR2se

44、mmrTK R第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.5.2基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律轉(zhuǎn)矩特性（即機械特性）Te=f(s)見圖6-31， 在s較小的穩(wěn)態(tài)運行段， 轉(zhuǎn)矩Te基本上與s成正比。 當Te達到其最大值Te max時， s達到s max值。 取dTe/ds=0, 可得（6-58） rrsmaxlrlrRRLL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 而 在轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)中， 只要使s限幅值為就可以基本保持Te與s的正比關系， 也就可以用轉(zhuǎn)差頻率來控制轉(zhuǎn)矩， 這是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本規(guī)律之一。 （6-59）（6-60）2mmemaxlr2

45、K TLrsmsmaxlrRL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-31按恒m值控制的Te=f(s)特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 上述規(guī)律是在保持m恒定的前提下才成立的， 按恒Eg/1控制時可保持m恒定。 在等效電路中可得： ， 由此可見， 要實現(xiàn)恒Eg/1控制， 須在Us/1=恒值的基礎上再提高電壓Us以補償定子電流壓降。 如果忽略電流相位變化的影響， 不同定子電流時恒Eg/1控制所需的電壓頻率特性Us=f(1, Is)如圖6-32所示。 保持Eg/1恒定， 也就是保持m恒定， 這是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本規(guī)律之二。 gsss1lsgss1ls11(j)(j)EUI RLEI

46、 RL第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-32不同定子電流時恒Eg/控制所需的電壓頻率特性第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 總結(jié)起來， 轉(zhuǎn)差頻率控制的規(guī)律是： （1） 在ssm的范圍內(nèi)， 轉(zhuǎn)矩Te基本上與s成正比， 條件是氣隙磁通不變。 （2） 在不同的定子電流值時， 按圖6-32的Us=f(1, Is)函數(shù)關系控制定子電壓和頻率， 就能保持氣隙磁通m恒定。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.5.3轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖如圖6-33所示， 轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR的輸出信號是給定轉(zhuǎn)差頻率， 與實測轉(zhuǎn)

47、速信號相加， 即得定子頻率給定信號， 即=+。 由和定子電流反饋信號Is從Us=f(1, Is)函數(shù)中查得定子電壓給定信號， 用和控制PWM電壓型逆變器。 *s*s*1*1*s*s*sU*sU*1第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-33轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 轉(zhuǎn)差角頻率與實測轉(zhuǎn)速信號相加后得到定子頻率輸入信號， 這是轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)突出的特點或優(yōu)點。 在調(diào)速過程中， 頻率1隨著實際轉(zhuǎn)速同步地上升或下降， 加、 減速平滑而且穩(wěn)定。 在動態(tài)過程中轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR飽和， 系統(tǒng)能用對應于sm的限幅轉(zhuǎn)矩Tem進行控制， 保證了在允許條件下

48、的快速性。 *s*1第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 轉(zhuǎn)差頻率控制調(diào)速系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速控制精度還不能完全達到直流雙閉環(huán)系統(tǒng)的水平， 存在差距的原因有以下幾個方面： （1） 在分析轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律時， 是從異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩公式出發(fā)的， 所謂的“保持磁通m恒定”的結(jié)論也只在穩(wěn)態(tài)情況下才能成立。 （2） Us=f(1, Is)函數(shù)關系中只抓住了定子電流的幅值， 沒有控制到電流的相位， 而在動態(tài)中電流的相位也是影響轉(zhuǎn)矩變化的因素。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) （3） 在頻率控制環(huán)節(jié)中， 取1=s+， 使頻率1得以與轉(zhuǎn)速同步升降， 這本是轉(zhuǎn)差頻率控制的優(yōu)點。 然而， 如果轉(zhuǎn)速

49、檢測信號不準確或存在干擾， 也就會直接給頻率造成誤差， 因為所有這些偏差和干擾都以正反饋的形式毫無衰減地傳遞到頻率控制信號上來了。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的幾個問題變頻調(diào)速系統(tǒng)的幾個問題由電力電子器件構(gòu)成的PWM變頻器具有結(jié)構(gòu)緊湊、 體積小、 動態(tài)響應快、 功率損耗小等優(yōu)點， 被廣泛應用于交流電機調(diào)速。 PWM變頻器的輸出電壓為等高不等寬的脈沖序列， 該脈沖序列可分解為基波和一系列諧波分量， 基波產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩， 而諧波分量則帶來一些負面效應。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6.1轉(zhuǎn)動脈動轉(zhuǎn)動脈動為了減少諧波并簡化控制， 一般使PWM

50、波正負半波鏡對稱和1/4周期對稱， 則三相對稱的電壓PWM波可用傅立葉級數(shù)表示： (6-61) Am1Bm1Cm1( )sin()2 ( )sin()32 ( )sin()3kkkkkkutUktkutUktkutUkt奇數(shù)奇數(shù)奇數(shù)第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) Ukm是k次諧波電壓幅值， 1是基波角頻率。 當諧波次數(shù)k是3的整數(shù)倍時， 則三相電壓為零序分量， 不產(chǎn)生該次諧波電流。 因此， 三相電流可表示為第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) (6-62) mA1m100mB1m100mC1m100( )sin()sin()2 2 ( )sin()sin()332 2 ( )sin(

51、)sin()33kkkkkkkkkkkkkkkkkkkkkUitktIktzUkkitktIktzUkkitktIktz第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 其中， 諧波阻抗， 諧波功率因數(shù)角， k=6k1。 k為非負整數(shù), 取“+”時為正序分量， 產(chǎn)生正向旋轉(zhuǎn)磁場， 如7、 13次諧波； 取“”時為負序分量， 產(chǎn)生逆向旋轉(zhuǎn)磁場， 如5、 11次諧波。 221()kzRkL1arctankkLR第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 考慮到高次諧波的阻抗zk較大， 故高次諧波電壓主要降落在諧波阻抗zk上， 因此， 三相感應電動勢近似為正弦波， 忽略基波阻抗壓降， 其幅值約等于基波電壓幅值U1

52、m， 由單相等效電路圖6-34得(6-63) AA11m1BB11m1CC11m1( )sin()2 ( )sin()32 ( )sin()3etuUtke tuUtke tuUt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-34異步電機單相等效電路第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 基波感應電動勢與k次諧波電流傳輸?shù)乃矔r功率為(6-64) 1,AABBCC1mm11mm1( )( )( )( )( )( )1212cos(1)cos(1)231212cos(1)cos(1)23kkkkkkkkpet ite t ite t itUIkktUIkkt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng)

53、k次諧波電流產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩(6-65) 1,1,1mm1111mm111212cos(1)cos(1)231212cos(1)cos(1)23kkkkkkpTUIkktttUIkktt第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 將k=5， 7， 11， 13代入， 得 (6-66) 1,51,51m5m15111,71,71m7m17111,111,111m 11m111111,131,131m 13m113113cos(6)23cos(6)23cos(6)23cos(6)2pTUIttpTUIttpTUIttpTUItt 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 式(4-66)表明， 5次和7次諧

54、波電流產(chǎn)生6次的脈動轉(zhuǎn)矩， 11次和13次諧波電流產(chǎn)生12次的脈動轉(zhuǎn)矩。 當k繼續(xù)增大時， 諧波電流較小， 脈動轉(zhuǎn)矩不大， 可忽略不計。 在PWM控制時， 應抑制這些諧波分量。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6.2直流電壓利用率直流電壓利用率采用PWM調(diào)制， 有時還要提高直流電壓利用率， 降低開關損耗等。 在降低PWM的開關損耗方面， 可采用軟開關、 階梯波調(diào)制等方法， 這在電力電子技術教材中有相關介紹。 直流電壓利用率即逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比， 提高直流電壓利用率可以提高逆變器的輸出能力。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 對于采用SPW

55、M的三相逆變電路來說， 在調(diào)制度最大為1時， 輸出相電壓的基波幅值為Ud/2， 輸出線電壓的基波幅值為， 即直流側(cè)電壓利用率僅為0.866。 這個直流側(cè)電壓利用率是比較低的， 其原因是正弦調(diào)制波的幅值不能超過三角波的幅值。 實際電路工作時， 如果不采取其它措施， 調(diào)制度不可能達到1， 因此， 實際能得到的直流側(cè)電壓利用率比0.866還要低。 d3/2U第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 為了提高電源利用率， 在ma接近1時采用過調(diào)制。 過調(diào)制一般有兩種辦法。 其一是不采用正弦波調(diào)制， 而采用梯形波作為調(diào)制波信號， 可有效地提高直流側(cè)電壓利用率。 因為當梯形波urU幅值和三角波uc幅值相等時

56、， 梯形波所含的基波分量幅值已超過三角波幅值。 采用這種調(diào)制方式時， 決定開關器件通斷的方法和正弦波SPWM的完全相同， 圖6-35給出了這種方法的原理。 但是， 由于梯形波中含有低次諧波， 故調(diào)制后仍含有同樣的低次諧波。 而線電壓控制方式的目標是使輸出的線電壓波形中不含低次諧波， 同時盡可能提高直流側(cè)電壓利用率。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 其二是在正弦調(diào)制波中疊加三次諧波， 如果在正弦調(diào)制波中疊加適當大小的三次諧波， 使之成為馬鞍形， 則經(jīng)過PWM調(diào)制后逆變電路輸出的相電壓中也仍然包含三次諧波， 而三相的三次諧波相位相同， 合成線電壓時， 各相電壓的三次諧波相互抵消， 線電壓為

57、正弦波。 如圖6-36所示， 當正弦調(diào)制波幅值與三角載波幅值相等， 而三次諧波幅值為三角載波幅值的1/3時， 直流側(cè)電壓利用率可達1， 此時ur=ur1sint+ur3sin3t （6-67）而SVPWM調(diào)制與疊加三次諧波的正弦波調(diào)制方式本質(zhì)上是相似的， 故SVPWM的直流側(cè)電壓利用率也可達1。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-35梯形波為調(diào)制信號的PWM控制第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-36疊加三次諧波的調(diào)制信號第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6.3能量回饋與泵升電壓能量回饋與泵升電壓 圖6-9的交/直/交變頻器采用不可控整流， 能量不能從直流側(cè)回饋

58、至電網(wǎng)， 當交流電動機工作在發(fā)電狀態(tài)時， 能量從電動機回饋至直流側(cè)， 將導致直流電壓上升， 稱為泵升電壓。 若電機儲能較大、 制動時間較短或電機長時間工作在發(fā)電制動狀態(tài)， 則泵升電壓將很大， 嚴重時會損壞變頻器。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 為了限制泵升電壓， 可采取以下兩種方法： （1） 在直流側(cè)并入一個制動電阻， 當泵升電壓達到一定值時， 開通與制動電阻相串聯(lián)的功率器件， 通過制動電阻釋放電能， 以降低泵升電壓， 見圖6-37。 (2) 在直流側(cè)并入一組晶閘管有源逆變器（圖6-38）或采用PWM可控整流（圖6-39）， 當泵升電壓升高時， 將能量回饋至電網(wǎng)， 以限制泵升電壓。

59、PWM可控整流除了限制泵升電壓外， 還具有改善變頻器輸入側(cè)功率因數(shù)和抑制輸入電流諧波等功能。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-37帶制動電阻的交/直/交變頻器主電路第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-38直流側(cè)并入晶閘管有源逆變器的交/直/交變頻器主電路第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-39PWM可控整流的交/直/交變頻器主電路第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6.4對電網(wǎng)的污染對電網(wǎng)的污染二極管整流器是全波整流裝置， 但由于直流側(cè)存在較大的濾波電容， 只有當輸入交流線電壓幅值大于電容電壓時， 才有充電電流流通， 交流電壓低于電容電壓時， 電流便終

60、止， 因此輸入電流呈脈沖形狀， 如圖6-40所示。 這樣的電流波形具有較大的諧波分量， 使電源受到污染。 為了抑制諧波電流， 對于容量較大的PWM變頻器， 應在輸入端設有進線電抗器， 有時也可以在整流器和電容器之間串接直流電抗器。 第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 圖6-40電網(wǎng)側(cè)輸入電流波形第6章 基于異步電機穩(wěn)態(tài)模型的調(diào)速系統(tǒng) 6.6.5橋臂器件開關死區(qū)對橋臂器件開關死區(qū)對PWM變頻器的影晌變頻器的影晌在上面討論PWM控制的變壓變頻器工作原理時， 我們一直認為逆變器中的功率開關器件都是理想的開關， 也就是說， 它們的導通與關斷都隨其驅(qū)動信號同步、 無時滯地完成。 但實際上功率開關器件