基于軟件無線電的數(shù)字下變頻器設(shè)計

1、    基于軟件無線電的數(shù)字下變頻器設(shè)計        許若圣, 周依林 時間:2008年06月23日     字 體: 大 中 小        關(guān)鍵詞:        摘要：關(guān)鍵詞：軟件無線電(Software Radio)的基本思想是把A/D、D/A變換器置于收/發(fā)信機的天

2、線之后,用軟件實現(xiàn)無線電系統(tǒng)的所有功能1。軟件無線電技術(shù)實現(xiàn)的通信系統(tǒng)造價低廉，靈活性強，因此成為研究的熱點。由于軟件無線電系統(tǒng)強調(diào)盡量接近射頻端進行采樣，運算量很大，嚴重阻礙了它的應(yīng)用，這就是所謂的DSP瓶頸。數(shù)字下變頻器(DDC)是其中運算復(fù)雜度最高的處理單元，因此，研究其低運算量結(jié)構(gòu)在軟件無線電系統(tǒng)的設(shè)計具有重要意義。數(shù)字下變頻器結(jié)構(gòu)如圖1所示。其運算復(fù)雜度主要由ADC采樣率和低通信道選擇濾波器的階數(shù)P決定。在軟件無線電系統(tǒng)中，ADC位于射頻或高中頻，因此Fs很高；同時，信道選擇濾波器的過渡帶寬很窄，因此階數(shù)P很大。本文將研究多速率信號處理技術(shù)與濾波器設(shè)計技術(shù)相結(jié)合的方法，通過把混頻和濾

3、波操作放在降采樣之后，降低濾波器階數(shù)和改進乘法器結(jié)構(gòu)提高DDC實現(xiàn)效率。首先引入一種特定的基于FRM方法的FIR濾波器實現(xiàn)結(jié)構(gòu)；然后基于此類濾波器實現(xiàn)DDC，并使用CSD對乘法器系數(shù)進行優(yōu)化，計算復(fù)雜度，討論相對傳統(tǒng)方法的優(yōu)越性；最后，給出仿真結(jié)果。1 基于FRM技術(shù)的FIR濾波器實現(xiàn)方法基于FRM技術(shù)實現(xiàn)的FIR濾波器如圖2所示2。它包含兩個并聯(lián)的支路，每個支路由兩個級聯(lián)的FIR濾波器組成。由此法合成的FIR濾波器過渡帶寬為G(Z)過渡帶寬的1/M，一般情況下比屏蔽濾波器的過渡帶寬要小得多。由于濾波器的階數(shù)P與過渡帶寬成反比，故當(dāng)要求的FIR濾波器相對過渡帶寬很窄時，以FRM結(jié)構(gòu)實現(xiàn)FIR濾

4、波器比直接形式實現(xiàn)FIR濾波器具有更低的計算復(fù)雜度。G(Z)和GC(Z)是兩個互補的FIR濾波器。它們的頻率響應(yīng)滿足G()+GC(MA()和FMC()使用通帶截止頻率為MPMA()和FMC()對原型濾波器進行掩膜，獲得通帶截止頻率為(2I- )/M，過渡帶寬為2 /M的低通濾波器。如圖3(b)。令fMA(n)=fRE(n)+j·fIM(n)，則fMC(n)=fRE(n)-j·fIM(n)，其中FRE(n)和FIM(n)均為實序列。假設(shè)原型濾波器的沖激響應(yīng)為g(n)=(n)/2+j·gIM(n)。濾波器總的沖激響應(yīng)為1： h(n)=gM(n)·fMA(n)

5、+gCM(n)·fMC(n)=fRE(n)-2·fIM(n)·gIM(n)(2)因此濾波器結(jié)構(gòu)可簡化為如圖4，其中(2N-3)為原型濾波器的階數(shù)。2 高效DDC實現(xiàn)結(jié)構(gòu)通過適當(dāng)選擇參數(shù)，可以使得M整除K。利用多速率數(shù)字信號處理理論3，采用濾波器系數(shù)多相分解的方法，可以將降采樣提前到混頻和濾波器之前。由于大量運算放在低采樣率一邊，因此大大降低了運算量。具體變換方法參考文獻4,這里不再贅述。具體實現(xiàn)電路見圖5。由于采用了多相濾波與混頻相結(jié)合的方法，必須對濾波器系數(shù)進行變換。其中各濾波器的系數(shù)變換為：3 CSD碼優(yōu)化濾波器系數(shù)CSD碼優(yōu)化濾波器系數(shù)是一種比較好的減少運算

6、量的辦法5，如圖6所示。一個整數(shù)X與另一整數(shù)Y的乘積的二進制表示可以寫成： 對于標準二進制，由于sn=0時對應(yīng)項Y2n并不參與累加運算，可以用另一種表示方法使非零元素量降低，使加法器的數(shù)目減少，降低硬件的規(guī)模和運算量。有符號數(shù)字量(SD)有三重值0,-1,+1，如果任意兩個非零位均不相鄰，即為標準有符號數(shù)字量(CSD)。 從B的最低位，設(shè)標志j=0，置初始進位C0=0； 用Bj+1,Bj和進位Cj以傳統(tǒng)二進制算法生成進位Cj+1； 生成D的第j個數(shù)Dj=Bj+Cj-2Cj+1； j+1，并重復(fù)步驟直到j(luò)=n?？梢宰C明CSD表示對給定數(shù)是惟一的并且是最少非零位的。研究表明，變換M位字長的二進制補

7、碼數(shù)為CSD碼，非零位的數(shù)目可減少到平均數(shù)的1/3。其流程圖如圖7所示。由于本文設(shè)計的DDC中使用的乘法除了幾個混頻操作外都是固定系數(shù)的，因此可用CSD碼優(yōu)化濾波器系數(shù)以減少系統(tǒng)所需的資源。4 DDC的仿真實現(xiàn)和計算復(fù)雜度分析本文使用simulink算法設(shè)計了一個數(shù)字下變頻器進行計算機仿真驗證。具體指標如下：ADC采樣率為140MHz，載波頻率為35MHz，降采樣系數(shù)K為4，M為20。在140MHz的采樣率下設(shè)計掩膜濾波器原型濾波器，其中掩膜濾波器由通帶截止頻率位12.25MHz，過渡帶寬為3.5MHz，阻帶衰減為20dB的59階低通濾波器乘以exp(-jn/40)獲得。原型濾波器由截止頻率為

8、35.0MHz(-6dB)，滾降系數(shù)0.01的升余弦滾降濾波器乘以exp(-jn/2)，并將濾波器中的Z-1替換為Z-20本文利用simulink自帶的濾波器設(shè)計軟件，以直接實現(xiàn)的方法設(shè)計了一個600階的通帶截止頻率為14MHz，過渡帶寬為0.2MHz，阻帶衰減為20dB的FIR濾波器，并與利用FRM技術(shù)設(shè)計的160階FIR濾波器進行比較。如圖9所示，在通帶部分，兩個濾波器有著幾乎完全相同的頻幅響應(yīng)；FRM法比直接實現(xiàn)法獲得了更好的阻帶衰減，改進了濾波器的性能。在耗費的資源方面，由于多相分解與混頻相結(jié)合的緣故，掩膜濾波器有一半的系數(shù)為零，因此只用了100個固定系數(shù)乘法；由于濾波和混頻都在降采樣之后，因此每個乘法器單位時間的運算量為原來的1/4；再估算由于采用了CSD數(shù)對濾波器系數(shù)進行了優(yōu)化，所需乘法器資源是未優(yōu)化時的1/3。綜上所述，實現(xiàn)本系統(tǒng)所需要的硬件資源僅為常規(guī)方法實現(xiàn)的數(shù)字下變頻的(100/500)×1/4×1/3=1/60，大大緩解了DSP瓶頸。本文針對軟件