300WLED顯示屏電源設計(控制部分)(精)

1、1混凝土灌注樁分項工程質量驗收記錄TJ統(tǒng)表序號檢驗批部施工單監(jiān)理（建位、區(qū)段位檢查設單位評定結驗收結工程名稱結構類型施工單位項目經理分包單位分包單位負責人檢驗批數(shù)項目技術負責人分包項目經理1果 論理工程師（建設單 位項目 技術負 責人：混凝土灌注樁分項工程檢驗批質量驗收記錄ZJ3.6工程名稱檢驗批部位施工執(zhí)行標準名稱及編檢查結論項目專業(yè)技術負責人：號2樁徑符合規(guī)范要求施工單位分包單位序號專業(yè)項目經理工長施工分包項目經理班組長監(jiān)理施工單位（建設GB50202-2002的規(guī)定檢查評定記錄單位驗收記錄控項目1樁位符合規(guī)范要求孔深允許偏差，mm+300樁體質量符合要求砼強度符合設計要求承載力符合設計要

2、求垂直度符合規(guī)范要般項目1土求（建設單位項目專業(yè)技術負責3泥漿比重（粘性或砂性土中1.151.204泥漿面標高（高于地下水位,m .5 T.0端承樁,mm505沉渣厚度：1+309樁頂標高允許偏差，mm-50施工單位項目專業(yè)質量檢查員：年日月檢查評定結果監(jiān)理（建設監(jiān)理工程師單位驗收結論人：年 月曰1000（一主控項目1主控項目第一項 抽檢方法：基坑開挖前量護筒，開挖后量樁中心。抽檢數(shù)量：全數(shù)檢查。灌注樁的平面位置和垂直度的允許偏差D/4,且不大于150 tdp序號成樁徑允許偏差孔方法（mm垂直度允許偏差（%樁位 允許偏差（mm13根、單排樁條形樁基垂直于中心線基沿中方向和群樁基礎心線方的邊樁向

3、和群樁基礎的中間樁泥D1000mm100+0.01H501H150+0.0管成孔灌注樁D500mm鋼套管護壁50注：1.樁徑允許 偏差的負責任值 是個別斷面。套12.采用復打 反插法施工的 樁，其樁徑允許 偏差不受上表限 制。3. H為施工 現(xiàn)場地面標高與 設計標高的距 離，D為設計樁 徑。2.主控項目第二項抽檢方法：用重錘測，或測鉆桿、套管長度。抽檢數(shù) 量：全數(shù)檢查。3.主控項目第三項抽檢方法：采用（低應變動測等方法；抽檢數(shù)量：設 計等級為一級或地質條件復雜時抽30%且不少于20根。其它抽20%且不少于10根。每根柱子承臺下不少于1根。當樁身完整性差的比例較高時，應擴大檢驗比例甚至100%檢

4、驗4.主控項目第四項抽檢方法：檢試件報告或鉆芯取樣。抽檢數(shù)量：每 澆注50m3必須有一組試件，小于50m3的樁，每根樁或每臺班必須有1組試 件。5.主控項目第五項抽檢方法：靜載或大應變檢測；抽檢數(shù)量：參見本節(jié) 般規(guī)定”第9條規(guī)定。（二一般項目1.一般項目第一項抽檢方法：測套管或鉆桿，或用超聲波探測，干施工時吊重球;抽檢數(shù)量：全數(shù)4.一般項目第四項抽檢方法：目測或量測；抽檢數(shù)量：全數(shù)檢查。5.畢業(yè)設計（論文）6.設計題目：300W LED顯示屏電源設計（控制部分）50m3或一根樁或一臺班不少于一次。7.姓名危 抽檢方法：檢查每根樁的實際灌注量，查施工記錄。抽檢數(shù)量: 全數(shù)檢查。9.一般項目第五項

5、學 號070408126院（系）電氣信息工程系專 業(yè) 電氣工程及其自動化指導老師周勁檢查。指標要求按主控項目第 一項表的要求。2.一般項目第二項抽檢方法：井徑儀或超聲波檢測 挖孔樁不包括內襯厚度；抽檢數(shù)量：全數(shù)檢查。,干作業(yè)時用鋼尺量，人工3.一般項目第三項抽檢方法：用比重計測，清孔后在距孔底50cm處取樣;抽檢數(shù)量:全數(shù)檢查。2011年6月10日目錄 中文摘要 II英文摘要 III1 緒論 11.1 課題背景 11.1.1 開關電源的用途 11.1.2 開關電源的意義 11.1.3 開關電源與線性電源的比較11.2 開關電源的發(fā)展史與前景21.2.1 開關電源的發(fā)展史21.2.2 開關電源的

6、發(fā)展前景31.3 開關電源的要求與設計思路31.3.1 設計要求：31.3.2 論文設計內容：31.3.3 設計思路：42.開關電源工作原理52.1 開關電源的基本工作原理52.1.1 開關電源的基本工作原理52.1.2 控制電路的工作原理52.2 開關電源的拓撲 62.3 控制電路的控制方法62.3.1 電壓型控制 62.3.2 電流型控制 8 2.3.3 其他控制方法 103.1 反饋電路隔離芯片 113.1.1 選擇反饋芯片的原因 113.1.2 反饋隔離芯片 HCNR201 113.控制電路中芯片的選擇與應用113.1.3 HCNR201 芯片的應用 123.2 PWM 控制芯片 13

7、3.2.1 控制芯片的選擇 133.2.2 TL494 芯片的介紹 143.3 隔離驅動電路芯片183.3.1 隔離芯片 183.3.2 驅動芯片 IR2110 204.以 TL494 芯片為核心的控制電路設計244.1 取樣反饋電路的設計 244.2 以 TL494 為核心的控制電路 254.3 隔離驅動電路 264.4 反饋電路 27總結 29致謝 30參考文獻 31摘要高效節(jié)能和保護環(huán)境已成為當今世界發(fā)展的重要議題。因此，為LED顯示屏提供高效節(jié)能的電源及其驅動技術，就成為了LED大屏幕顯示技術得到推廣普及的關鍵性問題。本文介紹了一種基于PWM技術的半橋式開關穩(wěn)壓電源的控制技術。在給出了

8、主電路輸出的輸出要求-輸出功率300W輸出穩(wěn)壓電壓+5V輸出電流最大可達60A,要求用TL494控制芯片設計一種優(yōu)秀的PWM控制電路來驅動以IR2110芯片 構成的隔離驅動電路，用以控制功率管的開斷來控制主電路輸出穩(wěn)壓電壓的詳細設 計方法。用該方法設計了一種能控制輸出功率為300W輸出電壓為+ 5V的半橋式開關穩(wěn)壓電源。關鍵詞：開關穩(wěn)壓電源；PWM技術；TL494芯片；隔離驅動電路；AbstractEfficie nt en ergy sav ing and en vir onmen tai protect ion has become animporta nt issue in todays

9、 world. Therefore, providi ng en ergy-efficie ntpower and drive tech no logy for the LED display become the key issues ofthe LED scree ns display tech no logy to get popularizati on .This paper in troduces a kind of switch ing power supply con troltech no logy based on the half bridge PWM tech no lo

10、gy . Be regulated in thevalue of mai n circuit, we n eed to use IC TL494 to desig n a outsta ndingPWM con trol circuit . A 300W half bridge and +5V SMPS usi ng this methodis desig ned.Keywords: Switchi ng power supply; PWM tech nology; IC TL494;Isolated drive circuit1.緒論1.1 課題背景隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與

11、人們的工作、生活的關系 日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電氣設備領域，程控交換、通訊、電子檢測設備電源?？刂圃O備電源等都 已廣泛的使用了電源開關，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利 用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定的輸 出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM控 制IC和MOSFET勾成。開關電源與線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增長，但二者增 長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這以成 本反轉點

12、。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不短的創(chuàng) 新，這一成反轉點日益向低輸出電力斷轉動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展 空間。1.1.1 開關電源的用途開關電源產品廣泛應用于工業(yè)自動化控制、軍工設備、科研設備、LED照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫(yī)療設備、半導體制冷制熱 等領域。1.1.2 開關電源的意義開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產 品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。1.1.3 開關電源與線性電源的比較線

13、性電源的調整管工作在放大狀態(tài)，因而發(fā)熱量大，效率低（35%左右），需要加體積龐大的散熱片，而且還需要同樣也是大體積的工頻變壓器，當要 制作多組電壓輸出時變壓器會更龐大。開關電源的調整管工作在飽和和截至狀態(tài)， 因而發(fā)熱量小，效率高（75%以上）而且省掉了大體積的變壓器。但開關電源輸出 的直流上面會疊加較大的紋波（50mV at 5V outputtypical），在輸出端并接穩(wěn) 壓二極管可以改善，另外由于開關管工作是會產生很大的尖峰脈沖干擾，也需要在 電路中串連磁珠加以改善。相對而言線性電源就沒有以上缺陷，它的紋波可以做的 很?。?mV以下）。對于電源效率和安裝體積有要求的地方用開關電源為佳，對

14、于電磁干擾和 電源純凈性有要求的地方（例如電容漏電檢測）多選用線性電源。另外當電路中需 要作隔離的時候現(xiàn)在多數(shù)用DC- DC來做對隔離部分供電（DC-DC從其工作原理上 來說就是開關電源）。還有，開關電源中用到的高頻變壓器可能繞制起來比較麻 煩。1.2 開關電源的發(fā)展史與前景1.2.1 開關電源的發(fā)展史（1）1955年美國的科學家羅那（G.H.Royer）首先研制成功了利用磁芯的飽 和來進行自激振蕩的晶體管直流變換器。此后，利用這一技術的各種形式的精益求 精直流變換器不斷地被研制和涌現(xiàn)出來，從而取代了早期采用的壽命短、可靠性 差、轉換效率低的旋轉和機械振子示換流設備。由于晶體管直流變換器中的功

15、率晶 體管工作在開關狀態(tài)， 所以由此而制成的凈化穩(wěn)壓電源輸出的組數(shù)多、極性可變、 效率高、體積小、重量輕，因而當時被廣泛地應用于航天及軍事電子設備。由于那 時的微電子設備及技術十分落后，不能制作出耐壓高、開關速度較高、功率較大的 晶體管，所以這個時期的直流變換器只能采用低電壓輸入，并且轉換的速度也不能 太高。60年代，由于微電子技術的快速發(fā)展，高反壓的晶體管出現(xiàn)了，從此直流變 換器就可以直接由市電經整流、濾波后輸入，不再需要工頻變壓器降壓了，從而極 大地擴大了它的應用范圍，并在此基礎上誕生了無工頻降壓變壓器的開關電源。省 掉了工頻變壓器，又使開關穩(wěn)壓電源的體積和重量大為減小，開關凈化穩(wěn)壓電源才

16、 真正做到了效率高、體積小、重量輕。70年代以后，與這種技術有關的高頻，高反壓的功率晶體管、高頻電容、開 關二極管、開關變壓器的鐵芯等元件也不斷地研制和生產出來，使無工頻變壓器開 關穩(wěn)壓電源得到了飛速的發(fā)展，并且被廣泛地應用于電子計算機、通信、航天、彩 色電視機等領域，從而使無工頻變壓器開關凈化穩(wěn)壓電源成為各種電源的佼佼者。（2）國內發(fā)展情況：我國的晶體管直流變換器及開關穩(wěn)壓電源研制工作開始 于60年代初期，到60年代中期進入實用階段，70年代初期開始研制無工頻降壓 變壓器開關穩(wěn)壓電源。1974年研制成功了工作頻率為10kHz、輸出電壓為5V的無 工頻降壓變壓器開關凈化穩(wěn)壓電源。近10多年來，

17、我國的許多研究所、工廠及高 等院校已研制出多種型號的工作頻率在20kHz左右，輸出功率在1000W以下的無工 頻降壓變壓器開關穩(wěn)壓電源，并應用于電子計算機、通信、電視等方面，取得了較 好的效果。工作頻率為100kHz-200kHz的高頻開關穩(wěn)壓電源于80年代初期就已開 始試制，90年代初期就已試制成功。目前正在走向實用階段和再進一步提高工作 頻率。許多年來，雖然我國在無工頻降壓開關凈化穩(wěn)壓電源方面作了巨大的努力， 并取得了可喜的成果，但是，目前我國的開關穩(wěn)壓電源技術與一些先進的國家相比 仍有較大的差距。1此外，這些年來，我國雖然把無工頻變壓器開關穩(wěn)壓電源的 工作頻率從數(shù)十kHz提高到了數(shù)百kH

18、z， 把輸出功率由數(shù)十瓦提高到了數(shù)百瓦甚至 數(shù)千瓦，但是，由于我國半導體技術與工藝跟不上時代的發(fā)展，導致我們自己研制 和生產出的無工頻變壓器開關電源中的開關管大部分采用的仍是進口的晶體管。 所 以我國的開關凈化穩(wěn)壓電源事業(yè)要發(fā)展，要趕超世界先進水平，最根本的是要提高 我國的半導體技術和工藝。1.2.2 開關電源的發(fā)展前景上世紀90年代，隨著大規(guī)模分布電源系統(tǒng)的發(fā)展，一體化的設計觀念被推廣 到更大容量、更高電壓的電源系統(tǒng)集成，提高了集成度，出現(xiàn)了集成電力電子模塊（IPEM。IPEM將功率器件與電路、控制以及檢測、執(zhí)行等元件集成封裝，得到標準 的，可制造的模塊，既可用于標準設計，也可用于專用、特殊

19、設計。優(yōu)點是可快速 高效為用戶提供產品，顯著降低成本，提高可靠性。2總之，電源系統(tǒng)集成是當今國際電力電子界亟待解決的新問題之一。1.3 開關電源的要求與設計思路1.3.1 設計要求：（1）能輸出+5V的穩(wěn)定電壓；（2）具有60A電流限制；1.3.2 論文設計內容:設計一個控制電路一一選擇合適的控制芯片（TL494）設計一個使得半橋式開 關電源的主電路能夠輸出一個+5V的穩(wěn)壓電壓并且輸出功率為300W的控制電路。該電路在保證有+5V穩(wěn)定電壓輸出地同時，其電流最大值可達到60A。電路選擇電壓反饋控制，輸出具有60A電流的反饋限制電路。1.3.3 設計思路：（1）反饋電路的設計；（2）由設計要求選擇

20、合適的主電路拓撲電路一一半橋式；（3）根據主電路的結構選擇合適的控制芯片一一TL494芯片；（4）選擇合適的驅動芯片一一IR2110芯片；（5）整合從反饋電路到驅動電路的整個控制過程；2.開關電源工作原理2.1 開關電源的基本工作原理2.1.1 開關電源的基本工作原理開關電源的基本構圖如圖2.1所示，其中DC/DC變換器用以進行功率轉換，它 是開關電源的核心部分，此外還有啟動、過流與過壓保護、噪聲濾波等電路。輸出 采樣電路（R1、R2）檢測輸出電壓變化，并與基準電壓比較，誤差電壓經過放大及 脈寬調制（PWMfe路，再經過驅動電路控制功率器件的占空比，從而達到調整輸出 電壓大小的目的.32.1.

21、2 控制電路的工作原理控制電路包括從反饋電路到驅動電路，其內部有比較器、三角波發(fā)生器、比較 放大器和基準源等構成。三角波發(fā)生器的輸出波形加到比較器的反相端，其同相端 接比較放大器的輸出Vf。當三角波的幅度小于比較器的同相輸入時，比較器輸出 高電平，對應調整管導通的時間為ton。反之，當三角波的幅度大于比較器的同相 輸入時，對應調整管的截至時間為toff。為了穩(wěn)定電壓輸出，按電壓負反饋方式 引入反饋，以確定基準源和比較放大器之間的聯(lián)系。假設輸出電壓增加，貝UFVo增加，比較放大器的輸出Vf減小，那么比較器的輸出波形中toff增加，從而使調整 管的導通時間減小，輸出電壓下降，起到穩(wěn)壓的作用。如果忽

22、略電感的直流電阻， 那么輸出電壓Vo為調整管發(fā)射極電壓Ve的平均分量，于是有：其中，q為占空 比。在輸入電壓一定的時候，輸出電壓與占空比正比，通過改變比較器輸出波形的 占空比就可以控制輸出電壓的幅值。4圖2.1開關電源的基本構成Fig.2.1 The basic compositi on switch ing power supply2.2 開關電源的拓撲開關電源的拓撲結構是指能用于轉換、控制和調節(jié)輸入電壓的功率開關器件和儲能器件的不同配置。開關變換器的拓撲結構可分為兩種基本類型：非隔離型和隔離型。非隔離型在工作期間輸入電源和輸出負載共用一個電流通路，而隔離型開關變換器的能量轉換是用一個相互耦

23、合的磁性元件來實現(xiàn)的。5拓撲功率輸出輸入典型效率相對成范圍/W/v隔離(%本Buck電路01000540無701.0Boost電0150540無801.0路Buck-0150540無801.0Boost正激式電01505500有781.4路反激式電01505500有801.2路推挽式電10501000有752.0路1000表2.1主電路拓撲結構Tab.2.1 The main circuit topology2.3 控制電路的控制方法PWM反饋控制模式下的幾種控制方法。2.3.1 電壓型控制圖2.3(a為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制PWM反饋系統(tǒng)原理圖。電壓模式控制PWM是60年代后期開關

24、穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展而采用的第一種控制方法。該方法 與一些必要的過電流保護電路相結合， 至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應用。 電壓 模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣 放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調制原 理，得到當時的脈沖寬度，見圖2.3(a中波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須 另外附加。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出 電容C及電感L相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM匕較器將脈寬展寬這兩個延時滯后作用是暫態(tài)響

25、應慢的主要原因半橋電路100501000有755002.2全橋電路40501000有7320002.5圖2.2輸出電壓反饋控制電路圖Fig.2.2 Output voltage feedback control circuit電壓模式控制的優(yōu)點：PWW角波幅值較大，脈沖寬度調節(jié)時具有較好的抗 噪聲裕量；占空比調節(jié)不受限制；對于多路輸出電源，它們之間的交互調節(jié)效應 較好；單一反饋電壓閉環(huán)設計、調試比較容易；對輸出負載的變化有較好的響 應調節(jié)。缺點：對輸入電壓的變化動態(tài)響應較慢；補償網絡設計本來就較為復 雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜；輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙 極點，在補償設計誤差

26、放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行 補償；在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復雜。3改善加快電壓模式控制瞬態(tài)響應速度的方法有二種：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一 定的高頻增益。但是這樣容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制 電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理；另一方法是采用電壓前饋模式控 制PWM技術，原理如圖2.3(b所示。用輸入電壓對電阻電容(RFF、CFF充電產生的 具有可變化上斜坡的三角波取代傳統(tǒng)電壓模式控制PWM中振蕩器產生的固定三角波。此時輸入電壓變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態(tài)響應速度

27、明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，而對 輸出電壓的控制是閉環(huán)控制，目的是增加對輸入電壓變化的動態(tài)響應速度。這是 個有開環(huán)和閉環(huán)構成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。Ji(a)BUCK筆壓斬波器的電壓模式控制咖胡JLJLG-JITL(b)電壓前饋模式控制圖2.3電壓模式原理圖Fig.2.3 Voltage-mode schematic2.3.2 電流型控制電流型控制最好用在電流波形的線性坡度很大的拓撲中，如Boost、Buck-Boost、和反激型電路等升壓式拓撲。峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在70年代后期才從學術上作深入地建

28、模研究。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路的出現(xiàn)使得電流 模式控制迅速推廣應用，主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必 需的同步不失真斜坡補償技術實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著 改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。誤差電壓信號Ue送至PWM匕較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的 其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號U2比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此（峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控 制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬

29、度。電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感 電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電 流的大小不能與平均電感電流大小一一對應， 因為在占空比不同的情況下， 相同的 峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是 唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少 一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流 大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成 波形信號U2要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償 斜坡

30、信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因 為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過 此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。當處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡 補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏?。峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內環(huán)。電流內環(huán) 是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán) 控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因 而電壓外環(huán)僅需控制輸出

31、電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式 控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制PW啲優(yōu)點：暫態(tài)閉環(huán)響應較快，對輸入電壓的變化和輸 出負載的變化的瞬態(tài)響應均快；控制環(huán)易于設計；輸入電壓的調整可與電壓模式 控制的輸入電壓前饋技術相妣美；簡單自動的磁通平衡功能；瞬時峰值電流限流 功能，即內在固有的逐個脈沖限流功能；自動均流并聯(lián)功能。缺點：占空比大 于50%勺開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差；閉環(huán)響應不如平均電流模式控制理想；容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%也有 發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償；對噪聲敏感，抗噪聲性差。 因為電

32、感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關器 件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件 改變關斷時刻，使系統(tǒng)進入次諧波振蕩；電路拓撲受限制；對多路輸出電源的交 互調節(jié)性能不好。2.3.3 其他控制方法還有一些其他控制方法如：平均電流模式控制、滯環(huán)電流模式控制、相加模式控 制。這里就不做詳細的介紹。本論文中將根據需求而選擇電壓反饋控制方式來完成設計。3.控制電路中芯片的選擇與應用3.1 反饋電路隔離芯片3.1.1 選擇反饋芯片的原因在工業(yè)測量和控制系統(tǒng)中，為防止外界的各種干擾，必須將測量系統(tǒng)和計算機系統(tǒng) 進行電氣隔離。常用的隔離措施有變壓器隔

33、離、電容耦合隔離和光耦隔離。與變壓 器隔離、電容耦合隔離相比，光耦體積小，價格便宜，隔離電路簡單且可以完全消 除前后級的相互干擾，具有更強的抗干擾能力。對于數(shù)字信號的隔離，使用一般的光耦器件隔離就能達到很好的效果。然而一般的 光耦具有較大的非線性電流傳輸特性且受溫度變化的影響較大，對于模擬信號的傳 輸其精度和線性度難以滿足系統(tǒng)要求。為了能更精確地傳送模擬信號，用線性光耦 隔離是最好的選擇。線性光耦輸出信號隨輸入信號變化而成比例變化，它為模擬信 號傳輸中隔離電路的簡單化、高精度化帶來了方便。63.1.2 反饋隔離芯片HCNR201HCNR20是AGIIENT公司生產的線性光耦，它可以較好地實現(xiàn)模

34、擬量與數(shù)字量之間 隔離。HCNR20的內部結構如圖3.1所示，它的內部包括一只高性能的AIGaAs型 發(fā)光二極管（圖3.1中的LED兩只光電二極管（圖3.1中的PDl和PD2當LED中流過電流時，其所發(fā)出的光會在PDI和PD2中感應出正比于LED發(fā)光強度的輸入側光電流和輸出側光電流，之比定的傳輸增益值K，約為10.05。正是基于傳輸增益恒定這一特點，線性光耦才能達到滿意的線性度。12fonNCB734Pi V65- PD1 PD2 -圖3.1HCNR201的內部結Fig.3.1HCNR201 block diagram該芯片主要特性：(1)非線性度：0.01%;(2)KC八 傳遞增益=1 0.

35、05;(3)耐壓：直流1000V;交流800V;(4)帶寬:1MHz;(5)適用范圍：低成本模擬信號隔離；通信；工業(yè)過程控制;(6)封裝形式:8引腳DIP和貼和形式；3.1.3 HCNR201 芯片的應用圖3.2HCNF芯片的典型應用圖Fig.3.2 HCNR typical application diagram圖3.2為HCNR201的典型應用電路。輸入端的運算放大器U1用以調節(jié)流過LED的電流，進而控流過PDl中的電流。在輸出端，運放U2將電流 換回電壓Vout，且Vout=一xR2。根據“虛短和“虛斷”原理可知：流過電阻R1的電流，PDl=一/R1，因此輸出電壓Vout=一XR2=KX

36、X(R2/R1。因此，R2和Rl可以控制LED的發(fā)光強度，從而對控制通道增益起一定作用。Cl的作用是防止電路產生震蕩，濾除電路中的毛刺，避免LED受到意外損壞。另外由于光耦會產生一些高頻的噪聲，所以一般在輸出電阻R2處并聯(lián)電容C2,構成低通濾波器。7普通光耦器件內部一般是由一對發(fā)光管和接收管組成。高增益線性光耦芯片HCNR20則不同，它包括一個高性能的發(fā)光二極管LED，兩個用同種工藝制成從而 具有嚴格比例關系曲光電二極管PDl和PD2(見圖3.1。前者發(fā)出的光被后兩者接 收。使用該芯片時，發(fā)光二極管LED與光電二極管PDl組成隔離轉換電路的輸入部 分并形成負反饋，PD2則構成隔離轉換電路的輸出

37、部分。由于整個電路輸入部分構 成負反饋回路，因而只要負反饋通道的發(fā)光二極管LED和光電二極管PDl關系確定，隔離轉換電路的輸入部分就穩(wěn)定。又因為PD2與PDl嚴格成比例，這樣就可咀通過適當?shù)碾娐肥馆敵鲂盘柵c輸入信號有穩(wěn)定的比例關系。 總之， 負反饋電路的應 用和PDl與PD2的嚴格比例關系保證了線性光耦的高穩(wěn)定性和高線性度。通過該應用電路后，在輸出端獲得電壓值僅僅與R1、R2和傳遞增益K有關，其值/V大小為：Vout=XR2=KXR2/R1(3.1)3.2 PWM 控制芯片3.2.1 控制芯片的選擇由設計要求選擇合適的主電路一一半橋式開關電源（圖3.3），從而可知在電路中所需控制的開關功率關至

38、少有兩個。故在芯片選擇上有一定的范圍：TL494TL594、SG3525A C2527 X2527等。本文主要介紹TL494芯片及其基本應用，通 過其設計的電路控制兩個開關功率管的的交替導通。如果輸出功率過大則需同步整 流電路，這時就需控制4個功率管的開斷與導通。本設計的設計規(guī)格為：額定輸出 功率300W其中額定輸出電壓5V,額定輸出電流60A,這是一種低電壓、大電流 輸出的開關電源應用場合。這時整流二極管的導通壓降較高，整流損耗會變得尤為 突出?？旎謴投O管或超快恢復二極管的正向導通壓降可達1.01.2V,即使采用低壓降的肖特基二極管，也會產生0. 4VO. 8V的正向導通壓降，導致整流損

39、耗增大，電源效率降低。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現(xiàn)低電壓、大 電流開關電源的高效率需要。同步整流是用電力MOSFE來取代整流二極管以降低整流損耗的一項新技術。由于低電壓的MOSFE具有非常小的導通電阻（豪歐姆級， 因此可以極大地降低整流電路的導通損耗，減輕散熱應力，從而達到很高的效率。但在變壓器二次側電壓UT的零電壓區(qū)，由于柵極驅動電壓值為Ug1=Ug2=0 Q3和Q4均處于關斷狀態(tài)。8為了維持輸出電流連續(xù)，則MOSFE內部寄生的反并聯(lián)二 極管D1和D2會同時導通。由于DI和D2導通壓降較大，電路在這一時段的損耗也 會增加。9控制主電路圖如下:Fig.3.3 Scheme of t

40、he half bridge converter3.2.2 TL494 芯片的介紹（1）該芯片結構圖如下:2IN-2W-圖3.4 TL494芯片的內部結構Fig.3.4 The structure of IC TL494（2）芯片引腳介紹：1腳與16腳為兩個放大器的同向輸入端，2腳與15腳為反向輸入端。3腳為放大 器的輸出公共端。4腳為死區(qū)時間控制用來控制占空比或用來軟啟動控制。6腳為 外接震蕩電阻端,5腳為外接定時電容。7腳為接地端。8 9、10、11腳為控制輸 出端。12腳為外接工作電源端。13腳為輸出控制端。14為基準電壓輸出端。（3）芯片的技術要概：DTCiIKH4IFtEDHACKU

41、ui*圖3.3半橋電路的主拓撲為式 fiW113_ULETUTCTIU.比較耳 令調制方式：定頻調寬；控制模式：電壓模式；最高額定頻率：300000Hz輸出端口：雙端交錯；每端最大占空比：45%封裝：SOP-16, DIP-16；常用拓撲：Buck、推挽、半橋；（4）芯片的主要特征：集成了全部的脈寬調制電路；片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一電容）；內置誤差放大器；內止5V參考基準電壓源；可調整死區(qū)時間；內置功率晶體管可提供500mA的驅動能力；推或拉兩種輸出方式；（5）芯片的工作原理：TL494內置了基于帶隙原理的基準源，基準源的穩(wěn)定輸出電壓為5V,條件是Vcc電壓在7

42、V以上，誤差在100mV之內?；鶞试吹妮敵鲆_是第14腳。TL494內置了線性鋸齒波振蕩器，產生0.33V的鋸齒波。振蕩頻率可通過外部的一個電阻Rt和一個電容Ct進行調節(jié)，而且 其振蕩頻率為：f=1/RtCt（3.2）其中Rt的單位為歐姆，Ct的單位為法拉。鋸齒波可以在Ct引腳測量到。輸出脈 沖的寬度是通過電容Ct上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實 現(xiàn)。片內的兩個功率輸出管受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才 會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大， 輸出脈沖的寬度將減小（見圖3.5，死區(qū)電壓輸入為零）。控制信號由集成電路外 部輸入，

43、一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較 器具有120mV勺輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%當輸出端接地，最大輸出占空比為96%而輸出端接參考電平時，占空比為48%當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在03.3V之間）即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提 供了一個手段：當反饋電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定 的最大導通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到（Vcc-2.0）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端 常處于高

44、電平，它與脈沖寬度調制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路 結構，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。10圖3.5片內時序圖Fig.3.5 Timi ng diagram當比較器Ct放電， 一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端， 受脈沖約束的雙穩(wěn) 觸發(fā)器進行計時，同時停止兩個輸出管晶體管的工作。若輸出控制端連接到參考電 壓源，那么調制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一 半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%寸，輸出驅動信號分別從兩個晶 體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作 模式下，當需要更高的驅動電流輸出，亦可將兩個晶體

45、管并聯(lián)使用，這時，需將輸 出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器 的頻率。10（6）TL494構成的具有穩(wěn)壓和限流的控制電路舉例：圖3.6為TL494芯片構成的具有穩(wěn)壓和限流200W穩(wěn)壓逆變電源。我們將通過學習這個應用舉例來更深的了解TL494芯片的功能及工作原理。下圖中的兩個誤差放大器的應用（一個限流保護用，一個穩(wěn)壓用。TL494兩個誤差放 大器允許獨立使用,但獨立使用時要和TL494的3腳接好RC網絡，圖中的C6和C7就起這個作用。按手冊要求兩個誤差放大器屏蔽的話要求誤差放大器輸入端正極要 求接地（圖中1腳和16腳可以通過1K的電阻接地，誤差放大器輸入端負

46、極要求接高 電位（2腳和15腳可以接入14腳的5V基準端。注意下TL494的14腳是個5V輸出 的精密穩(wěn)壓電源,好多應用都是從這個基準端取樣的。這樣TL494的1腳2腳15腳16腳再加上3腳（3腳是兩個誤差放大器的輸出匯總端，因為屏蔽了兩個誤差放大器 就不去考慮3腳了的功能就不去用它了。TL494的4腳是死區(qū)控制端，電壓輸入0-4V的話可使占空比從最大到關閉為止（45%-0%124腳直接接地的話占空比是最大了（不過放心廠家已經在集成電路內 部做好了合適的死區(qū)電路,4腳就是直接接地也留有死區(qū)。在下圖種就是利用4腳接入C1和R1的中間,電容正極接14腳的5V基準電位,通過R1給電容充電,這樣開 機

47、后4腳開始是5V的電位到電容充滿電后4腳變0V（真好完成占空比從0%最大 整個緩啟動的時間長短就C1和R1的時間常數(shù)決定（加大電阻或電容緩啟動時間變 長反之就了。5腳6腳是決定振蕩頻率的，公式是F=1/（RXC注意下整個頻率算出來是單端 應用的頻率，如果推挽應用的話還要除以-.這里一起把TL494單端應用和推挽應用 的方式也講下:TL494的13腳決定了工作方式,13腳接地的話是單端應用如果接14腳5V輸出端就是推挽應用了.上圖接的是14腳就是推挽應用。13TL494的7腳是電源地,12腳是正極電源輸入端接7-40V均可。TL494的8腳,9腳,10腳,11腳是內部的三極管輸出腳,因為TL49

48、4的輸出電流 比較大，驅動場管的話直接加外接釋放管后就可以驅動比較大電流的場管了，所以像 下圖那樣做幾百到上千瓦功率均可。穩(wěn)壓保護功能的實現(xiàn)：下圖中穩(wěn)壓功能的實現(xiàn)是利用其中一個誤差放大器的1腳和2腳實現(xiàn)的（兩個誤差放大器可以互換使用。因為誤差放大器的2腳是通過R3接入TL494的14腳（5V基準電壓端那么2腳電位就固定在5V了,那么1腳電位也 必須要5V保持穩(wěn)定狀態(tài)。上圖中WR就是根據設定高壓輸出電壓的需要,電阻分壓 后微調分壓使TL494的1腳保持5V電位。這樣輸出電壓出現(xiàn)變化時必然使TL494的1腳電位發(fā)生變化,1腳的電位微小變化就使誤差放大器控制PWM!動調整脈寬，在線性范圍內把TL49

49、4的1腳拉回到5V（也就是高壓回到原先設定的電壓上，這樣 就完成穩(wěn)壓的要求了。過流保護功能的實現(xiàn)：上圖中基準電壓通過R4和R6分壓，使15腳的電位在（5VXR6/R4=0.4V，但另一個誤差放大器因為16腳接地了這路誤差放大器在核定 的電流工作時不起作用。只有當上圖的取樣電阻R10電流到20A時,R10的左端電位相對地電位變成20A*0.02歐姆=-0.4V。 這時TL494的15腳電位就升高到和16腳電位相同（同時變0伏誤差放大器開始工作，如果R10上的電流繼續(xù)增加就通過PWM減少占空比直到完全關閉輸出，正常工作的條件必須維持15腳的電位大于0伏。這樣兩個誤差放大器分別完成了過流和穩(wěn)壓功能，

50、保證了電路的安全穩(wěn)定狀 態(tài)0自己可以按自己手頭的元件通過調整R3,R4,R6,R10,和TL494一腳的分壓電阻 設定自己需要的高壓和設定的保護電流（只需計算到上面的兩個公式就行了。另TL494的誤差端有非常高的阻抗和靈敏度（只要誤差端輸入相差幾個MV就可以使脈 寬從0%變化到45%誤差輸入端的電阻可以大范圍的選擇。14圖3.6TL494芯片的應用舉例Fig3.6 TL494 IC applied examples3.3 隔離驅動電路芯片3.3.1 隔離芯片與IR2110芯片連接構成驅動電路的線性隔離芯片有PC817和6N137等，但其 主要的還是是這兩款。本論文中我們將詳細介紹6N137這款

51、芯片，因為在后面的設 計中我們將會使用他。6N137芯片的結構原理介紹:6N137光電耦合器是一款單通道高速光耦，其內部由一個850 am波長的AIGaAs發(fā)光二極管和一個高速集成檢測邏輯門組成。6N137的輸出是開集電極特性 的，因此允許線或邏輯輸出（OR,光耦合參數(shù)被保證在-40。C至+85。C的溫度范圍 內安全工作。在最大單通道輸入信號為5mA的情況下，其最小輸出漏電流為13mA6N137的結構原理圖如圖3.7所示。管腳7為輸出使能端，只有管腳7接高 電平，6N137才能正常工作，否則光電隔離器的輸出將維持在高電平狀態(tài)。6N137工作時的真值表見表3.1,它的具體工作原理是：信號通過腳2

52、、腳3輸入后，輸 入端的發(fā)光二極管點亮，經片內光通道傳到輸出端的光敏二極管，光敏二極管受光 后導通，經電流信號至電壓信號轉換后送到與門的一個輸入端，與門的另一個輸入 端為使能端，接電源電壓。與門的輸出信號送到輸出三極管的基極，三極管導通輸 出反向信號，即輸入信號是低電平時輸出端輸出高電平，輸入信號是高電平時輸出 端輸出低電平。但輸出端的邏輯高是集電極開路的，要加上一個上拉電阻，光電隔 離器才能正常工作。圖3.7 6N137芯片的結構原理Fig.3.7 the structure of 6N137輸入使能端輸出HHLLHHHLH 1LLH表3.1 6N137的真值表Tab.3.1 Truth t

53、able of 6N1376N137芯片的典型應用圖：圖3.86N137芯片的典型應用Fig.3.8 6N137 typical application diagram電路的輸出信號不足以驅動它，使用時應該加上適當?shù)尿寗与娐贰D3.8是一種常用的驅動電路，圖中門電路是一個集電極開路門，它把限流電阻和發(fā)光二極 管作為集電極開路門的上拉電光電隔離器中的發(fā)光二極管所需工作電流一般為1015mA一般TTL和CMO電阻。輸入端電阻R1和輸出端電阻R2根據光電隔離器輸 入和輸出允出懂叩許的電流決定。如圖3.8所示，輸入信號從腳3輸入，腳2接電源，光電隔離器的輸入信號和輸出信號是同相的；如果輸入信號從腳2輸

54、入，腳3接地，光電隔離器的輸入信號和輸出信號則是反相的。11在Vcc2（管腳8和地（管腳5之間接一個0. 1uF心高頻性能良好的電容，該電 容的作用是吸收電源線上的紋波，減小光電隔離器輸入端有開關工作時對電源的沖 擊。電容可使輸出波形的延遲減小、波形變陡。使能端管腳7在使用中接電源。113.3.2 驅動芯片 IR2110R2110是美國國際整流器公司IR（I nternatio nal Rectifier利用自身獨有的高壓集成電路及無門鎖CMO技術，推出的高電壓、高速電力MOSFE和IGBT的專 用驅動集成芯片。它兼有光耦隔離（體積小和電磁隔離（速度快的優(yōu)點，是中小功率 變換裝置中驅動器件的首

55、選品種。IR2110擁有獨立的兩個參考輸出通道。邏輯輸 入兼容標準CMO或LSTTL電平輸出，最低可達3.3V邏輯電壓。輸出驅動器擁有 為最小交叉?zhèn)鲗O計的高脈沖電流緩沖裝置，傳播延時匹配于高頻應用中的簡易 使用。當工作電壓高達500至600V時，IR2110的浮動通道可用于直接驅動N溝道 電力MOSFE或IGBT。IR2110的結構圖:圖3.9IR2110原理圖Fig.3.9 Schematic of IR2110芯片引腳介紹：LO（引腳1）:低端輸出CO（引腳2）:公共端Vcc（引腳3）:低端固定電源電壓Nc（引腳4）:空端Vs（引腳5）:高端浮置電源偏移電壓VB （引腳6:高端浮置電源

56、電壓HO（引腳7）:高端輸出Nc（引腳8）:空端VDD（引腳9）:邏輯電源電壓HIN（引腳10）:邏輯高端輸入SD（引腳11）:關斷LIN（引腳12）:邏輯低端輸入Vss（引腳13）:邏輯電路地電位端，其值可以為Nc（引腳14）:空端芯片特點:（1）具有獨立的低端和高端輸入通道;0V（2）懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V;（3）輸出的電源端（引腳3）的電壓范圍為1020V;（4）邏輯電源的輸入范圍（腳9）5V到15V,可方便的與TTL,CMO電平相匹配，而且邏輯電源地和功率電源地之間允許有150V的便移量；（5）工作頻率高，可達500KHz（6）開通、關斷延遲小，分別為120n

57、s和94ns；（7）圖騰柱輸出峰值電流2A；芯片的工作原理：IR2110是十四引腳的雙列直插式集成芯片。它的外部引腳如圖3.9所示。其中LO和HO分別為下通道及上通道的輸出端，而LIN與HIN分別為下通道和上通道控制 信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該端接高電平時，兩個通道的輸入信號均被封鎖，LO和HO恒為低電平。COM為下通道輸出端參考地，實際應用中與LO分別 接橋式逆變器中某橋臂上MOSFE的源柵極；Vs為上通道輸出端參考地，實際應用 中與HC分別接橋式逆變器中某橋臂上MOSFE的源柵極。VB為上通道互補輸出級 電源輸入端，Vcc為下通道互補輸出級電源輸入端，VDD為控制信號輸入級電源

58、輸 入端，Vss為控制信號輸入級地端，剩余的為空腳。IR2110的內部功能模塊如圖3.9所示，其內部集成有一個邏輯信號輸入端和兩個獨立的、分別以高/低壓為基準的輸出通道。由圖可見：IR21 10的主要構成有三個獨立的施密特觸發(fā)號、兩個R. S觸發(fā)器、兩個VDAVCC電平轉換器、一個脈沖放大環(huán)節(jié)、一個脈沖濾波環(huán) 節(jié)、一個高壓電平傳換網絡，以及兩個或非門、六個MOSFET個具有同相或反相輸出的與非門、一個反向器和一個邏輯網絡。它的工作原理可簡述如下：兩個輸 出通道（上通道及下通道的控制脈沖通過邏輯電路與輸入邏輯信號相對應。當保護 信號輸入端SD為低電平時，同相輸出的施密特觸發(fā)器輸出為低電平，兩個R

59、. S觸發(fā)器置位信號無效，這時兩或非門的輸出跟隨HIN和LIN的變化而變化，控制信號有效；而當SD端為高電位時，因施密特觸發(fā)器的輸出為高電平，兩個R. S觸發(fā)器被置位，兩或非門輸出恒為低電平，控制輸入信號無效。此時即使SD變?yōu)榈碗娖?，但由于R. S觸發(fā)器的Q端維持高電平，所以兩或非門的輸出將保持低電平， 直到施密特觸發(fā)器SMH和SML俞出脈沖的上升沿到來，兩或非門才因R. S觸發(fā)器 翻轉為低電平而跟隨HIN及LIN變化。12IR2110的典型應用：15圖3.10所示是IR2110在設計中用到的一種典型應用電路。IR2110內部功能 由三部分組成：邏輯輸入；電平平移及輸出保護。如上所述IR211

60、0的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的設計，可以大大減少驅動 電源的數(shù)目，即一組電源即可實現(xiàn)對上下端的控制。高端側懸浮驅動的自舉原理：IR2110驅動半橋的電路如圖所示，其中C1，VD1分別為自舉電容和自舉二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已經充到足夠的電壓。當HIN為高電平時如圖3.10左端：VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的柵極 和源極之間，C1通過VM1 Rg1和柵極和源極形成回路放電，這時C1就相當于一 個電壓源，從而使S1導通。由于LIN與HIN是一對互補輸入信號，所以此時LIN為低電平，VM3關斷，VM4導通，這時聚集在S2柵極和