第三章_調(diào)制技術(shù)

1、移動通信移動通信第三章第三章 調(diào)制技術(shù)調(diào)制技術(shù) 2Mobile Communication Theory目錄目錄概述概述3.1高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控GMSKGMSK3.4高階調(diào)制高階調(diào)制 3.6QPSKQPSK調(diào)制調(diào)制 3.5最小移頻鍵控最小移頻鍵控MSKMSK 3.2正交頻分復(fù)用正交頻分復(fù)用 3.73Mobile Communication Theory3.1 3.1 概述概述 調(diào)制調(diào)制就是對消息源信息進行編碼的過程，其目的就是使攜帶就是對消息源信息進行編碼的過程，其目的就是使攜帶信息的信號與信道特性相匹配以及有效的利用信道。信息的信號與信道特性相匹配以及有效的利用信道。多徑衰落、

2、多普勒頻率擴展；日益增加的用戶數(shù)目，無線多徑衰落、多普勒頻率擴展；日益增加的用戶數(shù)目，無線信道頻譜的擁擠這些因素對調(diào)制方式的選擇都有重大的信道頻譜的擁擠這些因素對調(diào)制方式的選擇都有重大的影響影響。信源編碼信源編碼將信源中的冗余信息進行壓縮，減少傳遞信息所需將信源中的冗余信息進行壓縮，減少傳遞信息所需的帶寬資源，這對于頻譜有限的移動通信系統(tǒng)而言是至關(guān)重的帶寬資源，這對于頻譜有限的移動通信系統(tǒng)而言是至關(guān)重要的。要的。4Mobile Communication Theory影響調(diào)制方式的選擇的主要因素影響調(diào)制方式的選擇的主要因素 頻帶利用率頻帶利用率：在數(shù)字調(diào)制中，常用帶寬效率在數(shù)字調(diào)制中，常用帶寬

3、效率b b 來表示它對頻譜來表示它對頻譜資源的利用效率，它定義為資源的利用效率，它定義為b b R Rb b/ /B B, ,其中其中R Rb b為比特速率，為比特速率，B B為無線為無線信號的帶寬。信號的帶寬。 功率效率功率效率: :指保持信息精確度的情況下所需的最小信號功率（或者指保持信息精確度的情況下所需的最小信號功率（或者說最小信噪比）說最小信噪比） 已調(diào)信號恒包絡(luò)已調(diào)信號恒包絡(luò) 易于解調(diào)易于解調(diào) 帶外輻射：帶外輻射：一般要求達到一般要求達到-60到到-70dB 在移動通信系統(tǒng)中，采用何種調(diào)制方式，要綜合考慮上述在移動通信系統(tǒng)中，采用何種調(diào)制方式，要綜合考慮上述各種因素。各種因素。5M

4、obile Communication Theory要求要求v 信源編碼的原理和應(yīng)用；信源編碼的原理和應(yīng)用；v 在蜂窩移動通信中對調(diào)制解調(diào)技術(shù)的要求；在蜂窩移動通信中對調(diào)制解調(diào)技術(shù)的要求；v 頻移鍵控信號的相位連續(xù)性對信號功率譜的影響；頻移鍵控信號的相位連續(xù)性對信號功率譜的影響；v MSKMSK和和GMSKGMSK信號特點和功率譜特性；信號特點和功率譜特性；v QPSKQPSK、OQPSKOQPSK和和 -QPSK-QPSK信號特點和功率譜特性；信號特點和功率譜特性；v 傳輸系統(tǒng)的非線性對各種傳輸系統(tǒng)的非線性對各種QPSKQPSK信號的影響。信號的影響。46Mobile Communicati

5、on Theory.2.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控MSK MSK 3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK 2FSK 3.2.2 MSK3.2.2 MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜信號的相位路徑、頻率及功率譜7Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK 2FSK 2FSK2FSK信號信號 設(shè)要發(fā)送的數(shù)據(jù)為ak=1,碼元長度為Tb。在一個碼元時間內(nèi)，它們分別用兩個不同頻率f1, f2的正弦信號表示，例如:11221:( )cos()(1)1:( )cos()kFSKbbkFSKasttkTtkTastt 式中 112

6、22,2ff,定義載波角頻率(虛載波) 為：122()/2ccf1, 2對c 的角頻偏為： 122| /2ddf8Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK定義調(diào)制指數(shù)h: :12|22/bdbdbhffTfTfR根據(jù)ak ,h ,Tb可以重寫一個碼元內(nèi) 2FSK信號表達式:( )cos()coscos( )FSKckdkckkbckhsttattatTtt 式中 稱作附加相位。 ( )(1)kkkbbbhtakTtkTT 9Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的

7、2FSK2FSK附加相位附加相位是t的線性函數(shù)，其中斜率為 ,截距為 ，其特性如圖3.2 /kbah Tk 產(chǎn)生2FSK信號兩種不同的方法：開關(guān)切換方法開關(guān)切換方法（相位不連續(xù)）和調(diào)調(diào)頻頻（相位連續(xù)），如圖3.3(a) 開關(guān)切換(b) 調(diào)頻方式圖 3.3 2FSK信號的產(chǎn)生ak11cost22cost2( )FSKStak(t)FM2( )FSKSt10Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK 所謂相位連續(xù)是指不僅在一個碼元持續(xù)期間相位連續(xù)，而且在從碼元ak-1到ak轉(zhuǎn)換的時刻kTb，兩個碼元的相位也相等，即1()()k

8、bkbTT11(1)kbkkbkbbhhakTakTTT即這樣就要求滿足關(guān)系式: 11kkkkaah k11Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK 即要求當前碼元的初相位由前一碼元的初相位、當前碼元ak和前一碼元ak-1來決定。 這關(guān)系就是相位約束條件。這兩種相位特性不同的FSK信號波形如圖3.4所示。 s2FSK(t)b(t)f1f1f1f2f2f2111000(a) 相位不連續(xù)的FSK波形22cos()t11cos()t(b) 相位連續(xù)的FSK波形b(t)111000s2FSK(t)c(t)f1f1f1f2f2f2

9、( ) t（載波）圖 3.4 2FSK信號的波形12Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK 由圖3.4可以看出，相位不連續(xù)的2FSK信號在碼元交替時刻，波形是不連續(xù)的，而CPFSK信號是連續(xù)的，這使得它們的功率譜特性很不同。圖3.5分別是它們的功率譜特性例子。（a) 相位不連續(xù)的2FSK的功率譜RbTb=10123-1-20.040.080.120.16f Tbh=1.5h=0.8x=( f-fc)Tb0123-1-2x=(f-fc)Tbh=0.8h=1.5h=0.50.20.40.60.81（b)相位連續(xù)的2FSK的

10、功率譜圖 3.5 2FSK信號的功率譜13Mobile Communication Theory3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK 可以發(fā)現(xiàn)，在相同的調(diào)制指數(shù)可以發(fā)現(xiàn)，在相同的調(diào)制指數(shù)h h情況下，情況下，CPFSKCPFSK的帶寬要比一般的的帶寬要比一般的2FSK2FSK帶寬要窄。這意味著前者的帶寬要窄。這意味著前者的頻帶效率要高于后者。頻帶效率要高于后者。 隨著調(diào)制指數(shù)隨著調(diào)制指數(shù)h h的增加，信號的帶寬也在增加。的增加，信號的帶寬也在增加。從頻帶效率考慮，調(diào)制指數(shù)從頻帶效率考慮，調(diào)制指數(shù)h h不宜太大。但過小又不宜太大。但過小又因兩個信號頻率過于接近而不利于信號

11、的檢測。所因兩個信號頻率過于接近而不利于信號的檢測。所以應(yīng)當從它們的相關(guān)系數(shù)以及信號的帶寬綜合考慮。以應(yīng)當從它們的相關(guān)系數(shù)以及信號的帶寬綜合考慮。14Mobile Communication Theory2FSK信號的歸一化互相關(guān)系數(shù)可以求得如下（為方便討論，令它們的初相為零）： 120sin 2sin 22coscos(2)(2)bTc bd bbc bd bTTttdtTTT通?？偸莄Tb =2fc/fb 1,或cTb=n，因此略去第一項，得到 1212sin2sin2 ()sin222 ()2d bbd bbTffThTffTh-h關(guān)系曲線如圖3.6。 3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的

12、相位連續(xù)的2FSK2FSK15Mobile Communication Theory從圖中可以看出，當調(diào)制指數(shù)h=0.5，1，1.5，.時，=0, 即兩個信號是正交的。h=0.5的CPFSK就稱作最小移頻鍵控MSK。它是在兩個信號正交的條件下，對給定的Rb有最小的頻差。3.2.1 3.2.1 相位連續(xù)的相位連續(xù)的2FSK2FSK圖 3.6 2FSK信號的相關(guān)系數(shù)010.511.5h16Mobile Communication Theory3.2.2 MSK3.2.2 MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜信號的相位路徑、頻率及功率譜由于h=1/2，MSK的相位約束條件就是112kkkkaak由于|

13、ak-ak-1|總為偶數(shù)，所以初始相位為零時，其后各碼元的初相位為的整數(shù)倍。相位路徑的例子如圖3.7所示，其中初始相位為零。圖中可以看到的取值為0，-、-、-、3、.（k=0,1,2.）。 1.1.相位路徑相位路徑圖 3.7 附加相位的相位路徑t/Tbk03223-1-1-1+1+1+1+1123456.( ) t17Mobile Communication Theory3.2.2 MSK3.2.2 MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜信號的相位路徑、頻率及功率譜在MSK信號中，碼元速率Rb=1/ Tb、峰值頻偏fd和兩個頻率f1、f2存在一定的關(guān)系。 212122 ()22 ()c bc bb

14、d bd bbTf Tff TmTf Tff Tn當給定碼元速率Rb時可以確定各個頻率如下：21/4(1)/4(1)/4cbbbfm RfmRfmR即載波頻率應(yīng)當是Rb/4的整數(shù)倍。 2.MSK2.MSK的頻率關(guān)系的頻率關(guān)系18Mobile Communication Theory3.2.2 MSK3.2.2 MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜信號的相位路徑、頻率及功率譜3.MSK3.MSK的功率譜的功率譜MSK的功率譜為 2222cos21614cbbMSKcbffTA TWfffT式中A為信號的幅度。功率譜特性如圖3.8所示。為便于比較，圖中也給出一般2FSK信號的功率譜特性。 由圖可見，

15、MSK 信號比一般2FSK信號有更高的帶寬效率。 圖 3.8 MSK的功率譜-2-1012-40-200MSK2FSKf/Rb19Mobile Communication Theory3.3 3.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控GMSKGMSK GMSKGMSK是一種是一種恒包絡(luò)調(diào)制恒包絡(luò)調(diào)制方式，可以采用功率效率高而方式，可以采用功率效率高而便宜的非線性功率放大器，這使用戶單元（手機）的價格便宜的非線性功率放大器，這使用戶單元（手機）的價格比較低，有利于當時移動電話的普及。比較低，有利于當時移動電話的普及。 3.3.1 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特性 3.3.2 G

16、MSK3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑信號的波形和相位路徑 3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)3.3.4 GMSK3.3.4 GMSK功率譜功率譜 20Mobile Communication Theory3.3.1 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特性GMSK就是基帶信號基帶信號經(jīng)過高斯低通濾波器高斯低通濾波器的MSK，如圖3.9b(t)MSK高斯低通濾波器q(t)GMSK( )St圖 3.9 GMSK信號的產(chǎn)生21Mobile Communication Theory3.3.1 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特

17、性高斯濾波器具有指數(shù)形式的響應(yīng)特性，其中幅度特性為 22(/)( )faH fe沖激響應(yīng)為 2ath tae令Bb為H(f)的3dB帶寬，因為H(0)=1，則有H(f)|f=Bb=H(Bb)=0.707,可以求得a:2/ln21.69861.7bbbaBBB給定xb ,就可以計算出H(x)、h()并畫出它們的特性曲線如圖3.10。 22Mobile Communication Theory3.3.1 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特性令=t/ Tb ，并把a=1.7 Bb代入（3.15）并設(shè)Tb =1,則有設(shè)要傳輸?shù)拇a元長度為Tb,速率為 Rb=1/Tb，以Rb為參考，對f歸

18、一化: x= f/ Rb = fTb ，則歸一化3dB帶寬為：/bbbbbxBRB T這樣，用歸一化頻率表示的頻率特性就為H(x)： 22/1.7/1.7bbfBxxHxee2(5.3)()3.01bxbhx e圖 3.10 高斯濾波器特性(a ) 頻率特性00.20.40.60.811.2X=f /RbXb=0.7Xb=0.35Xb=0.2H(X)-3-2-10123(b) 時間特性00.511.522.5-3-2-10123Xb= 0.2Xb=0.35Xb=0.7/bt T( )h23Mobile Communication Theory3.3.2 GMSK3.3.2 GMSK信號的波形和

19、相位路徑信號的波形和相位路徑 設(shè)要發(fā)送的二進制數(shù)據(jù)序列bk( bk =1)所用線路碼為NRZ碼，碼元起止時刻為Tb的整數(shù)倍,此基帶信號經(jīng)過高斯濾波器后輸出為( )(/2)kbbkq tb g tkTT信號對調(diào)頻器調(diào)頻，輸出為( )cos 22( )cos 2( )tcfmcs tf tkqdf tt附加相位為( )( )( )( )()( )bbkTttfffkTbtkqdkqdkqdkTt 24Mobile Communication Theory3.3.2 GMSK3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑信號的波形和相位路徑在一個碼元結(jié)束時，相位的增量取決于在該碼元期間q(t)曲線下的面積

20、Ak：(1)(1)/2( )()bbbbkTkTk Nkffbbfkn k NkTkTkq t dtkg tkTTdt k A 例如圖3.13，xb =0.3,截取g(t)的長度為3Tb(N=1)的情況。在bk期間內(nèi)，q(t)曲線只由bk及其前后一個碼元bk-1、bk+1所確定。當這三個碼元同符號時，Ak有最大值A(chǔ)max，設(shè)計調(diào)頻器的參數(shù)kfm 使maxmax/2fk A。這樣調(diào)頻器輸出就是一個GMSK信號。 25Mobile Communication Theory3.3.2 GMSK3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑信號的波形和相位路徑kTb(k+1)Tb(k-1)Tb(k+2)Tb

21、q(t)bk-1+1bk+1bk+1+1Ak=Amax圖 3.13 q(t)曲線下的面積最大+ 1+1+ 1+ 1+1-1-1+ 1+1-1+1-1+1-1+1+1-1-1-1-1+1-1-1-10/2kTb(k +1) Tbt/2圖 3.14 相位的8種狀態(tài)26Mobile Communication Theory3.3.2 GMSK3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑信號的波形和相位路徑 經(jīng)過預(yù)濾波后的基帶信號q(t),相位函數(shù)(t)和GMSK信號的例子如圖3.15。 圖 3.15 GMSK信號波形/2/203 /2+1+1+1+1+1+1+1+1-1-1-1-1-1-1-1-1q(t

22、)b(t)Tb/2/2 ( ) tSGMSK(t)27Mobile Communication Theory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)因為( )cos( )cos( )tGMSKcfcsttkqdttcos ( )cossin ( )sincctttt因此常常采用正交調(diào)制正交調(diào)制方法。在實際的應(yīng)用中可以事先 制作cos ( ) tsin ( ) t和兩張表，根據(jù)輸入數(shù)據(jù)通過查表讀出相應(yīng)的數(shù)值，得到相應(yīng)的 cos ( ) t和sin ( ) t波形。GMSK 正交調(diào)制方框圖如圖3.16所示。1.調(diào)制調(diào)制28Mobile Communication T

23、heory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)D/Acos ( ) t表sin( ) t表地址形成D/Asinctcosct+- -( )GMSKstb(t)sI(t)sQ(t)圖 3.16 GMSK正交調(diào)制cos ( ) tsin ( ) tSI(t)( )GMSKStb(t)SQ(t)圖 3.17 GMSK正交調(diào)制的各點波形29Mobile Communication Theory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào) GMSK可以用相干方法解調(diào),也可以用非相干方法解調(diào)。這里介紹一比特延遲差分解調(diào)方法（非相干解調(diào)）,其原

24、理如圖3.18。 2. 解調(diào)解調(diào)設(shè)接收到的信號為 ( )( )( )cos( )GMSKcs tstA ttt則W(t)為遲延Tb/2抽樣判決低通濾波( )GMSKSt( )W t( )x t( )y t( )b t圖 3.18 GMSK 1bit延遲差分解調(diào)原理圖30Mobile Communication Theory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)( )( )cos()()/2cbbW tA ttTtT和s(t)相乘得x(t) ( )( )( )1( ) ()sin( )()sin 2( )()2bbc bcc bbx ts t W tA t A

25、tTttTTtTttT經(jīng)過低通濾波同時考慮到 2c bTn，得到y(tǒng)(t) 1( )( ) ()sin( )()21( ) ()sin( )2bbc bby tA t A tTttTTA t A tTt31Mobile Communication Theory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)式中( )( )()btttT是一個碼元的相位增量。在t=(k+1)Tb時刻對y(t)抽樣得到y(tǒng)(k+1)Tb)，它的符號取決于(1)bkT的符號,判決準 則為(1)0bykT(1)bkT即0判決解調(diào)的數(shù)據(jù)為 kb=+1(1)bkT即0判決解調(diào)的數(shù)據(jù)為 kb(1)0by

26、kT=-1解調(diào)過程的各波形如圖3.19所示，其中設(shè)A(t)為常數(shù)。 32Mobile Communication Theory3.3.3 GMSK3.3.3 GMSK信號的調(diào)制與解調(diào)信號的調(diào)制與解調(diào)b(t)( )W t( )S t( )( )S t W t( )y t()by kT( )b tTb圖 3.19 GMSK解調(diào)過程各點波形33Mobile Communication Theory3.3.4 GMSK3.3.4 GMSK功率譜功率譜對GMSK信號功率譜的分析是比較復(fù)雜的，圖3.20是計算機仿真得到xb =0.5、1和xb =（MSK）的功率譜。 從圖中可見，隨著從圖中可見，隨著x x

27、b b 的減小頻譜效率越的減小頻譜效率越高，但高，但x xb b過小會使碼間干擾（過小會使碼間干擾（ISIISI）增加。）增加。 GMSK GMSK 最吸引人的地方是具有恒包絡(luò)特性，功率效率高，可用最吸引人的地方是具有恒包絡(luò)特性，功率效率高，可用非線性功率放大器和非相干檢測。非線性功率放大器和非相干檢測。GMSK GMSK 的缺點是頻譜效率還不夠的缺點是頻譜效率還不夠高。在北美，頻率資源緊缺，系統(tǒng)采用具有更高頻譜效率的調(diào)制高。在北美，頻率資源緊缺，系統(tǒng)采用具有更高頻譜效率的調(diào)制方式，這就是方式，這就是/4-QPSK/4-QPSK。圖 3.20 GMSK功率譜012345MSKxb=0.5xb=

28、1dB( f fc)Tb-150-100-50050()bx 34Mobile Communication Theory3.4 QPSK3.4 QPSK調(diào)制調(diào)制3.4.1 3.4.1 二相調(diào)制二相調(diào)制BPSK BPSK 3.4.2 3.4.2 四相調(diào)制四相調(diào)制QPSK QPSK 3.4.3 3.4.3 偏移偏移QPSKQPSKOQPSKOQPSK3.4.4 /4-QPSK 3.4.4 /4-QPSK 35Mobile Communication Theory3.4.1 3.4.1 二相調(diào)制二相調(diào)制BPSKBPSK1.1.二相調(diào)制信號二相調(diào)制信號S SBPSKBPSK( (t t) ) 在二進制

29、相位調(diào)制中，二進制的數(shù)據(jù)bk=1可以用相位不同取值表示，例如 ( )cos(1)BPSKckbbsttkTtkT 其中011kkkbb 由于cos()coscctt ，所以BPSK信號一般也可以表示為 ( )( )cosBPSKcstb tt36Mobile Communication Theory3.4.1 3.4.1 二相調(diào)制二相調(diào)制BPSKBPSK 設(shè)二進制的基帶信號b(t)的波形為雙極性NRZ碼,BPSK信號的波形如圖3.22所示。 00Tb0ttt-1+A-A+A-A+1b(t)s2PSK(t)cosAt10110圖 3.22 BPSK波形37Mobile Communication

30、 Theory3.4.1 3.4.1 二相調(diào)制二相調(diào)制BPSKBPSK功率譜功率譜 BPSK 信號是一種線性調(diào)制，當基帶波形為NRZ碼時，其功率譜如圖3.23所示。 如圖，基帶波形為如圖，基帶波形為NRZNRZ碼時碼時 BPSKBPSK信號有較大的副瓣，副瓣的總功率信號有較大的副瓣，副瓣的總功率約占信號的總功率約占信號的總功率10%10%，帶外輻射嚴重。，帶外輻射嚴重。 為了減小信號帶寬，可考慮用為了減小信號帶寬，可考慮用M M進制代替二進制。進制代替二進制。圖 3.23 NRZ基帶信號的BPSK信號功率譜 -40-30-20-100fcfc+Rbfc+2Rbfc-2Rbfc-RbdB38Mo

31、bile Communication Theory3.4.2 3.4.2 四相調(diào)制四相調(diào)制QPSKQPSKQPSKQPSK信號信號 在QPSK調(diào)制中，在要發(fā)送的比特序列中,每兩個相連的比特分為一組構(gòu)成一個4進制的碼元，即雙比特碼元。雙比特碼元的4種狀態(tài)用載波的四個不同相位(k=1,2,3,4)表示。這種對應(yīng)關(guān)系叫做相位邏輯。例如 QPSK信號可以表示為： ( )cos1,2,3,4(1)QPSKckssstAtkkTtkT 其中A為信號的幅度， c為載波頻率。 +1+1+1+1-1-1-1-1雙極性表示bkakk/45 /47 /43 /4S2S1S3S4參考矢量/4/4圖 3.25 QPSK

32、的一種相位邏輯39Mobile Communication Theory3.4.2 3.4.2 四相調(diào)制四相調(diào)制QPSKQPSKQPSKQPSK信號產(chǎn)生信號產(chǎn)生 QPSK信號可以用正交調(diào)制方式產(chǎn)生。 把串行輸入的（ak，bk）分開進入兩個并聯(lián)的支路I支路（同相支路）和Q支路（正交支路），分別對一對正交載波進行調(diào)制，然后相加便得到QPSK信號。 圖 3.26 QPSK正交調(diào)制原理圖串/并變換+- -cosctIk=akQk=bkak,bk.sQPSK(t)SI(t)SQ(t)I(t)Q(t)sinctabd(t)I(t)Q(t)SI(t)SQ(t)SQPSK(t)TbTS雙比特碼元圖 3.27

33、QPSK調(diào)制器各點波形40Mobile Communication Theory3.4.2 3.4.2 四相調(diào)制四相調(diào)制QPSKQPSKQPSKQPSK信號的功率譜和帶寬信號的功率譜和帶寬正交調(diào)制產(chǎn)生QPSK信號實際上是把兩個BPSK信號相加。它們有相相同的功率譜同的功率譜 ，帶寬也為B=Rb。頻帶效率B/Rb則提高為1。已調(diào)信號功率譜的副瓣仍然很大 ，在兩個支路加入升余弦特性低通濾波器(如圖3.29)，以減小已調(diào)信號的副瓣。 圖 3-28 QPSK的限帶傳輸I(t)ak,bksQPSK(t)S/PcosctSQ(t)-+SI(t)LPFsinctLPFQ(t)圖 3-29 升余弦濾波特性0s

34、T21sT2112sTsT2)1 (sT2)1 (sT21Tsf)(fHrcTs/241Mobile Communication Theory3.4.2 3.4.2 四相調(diào)制四相調(diào)制QPSKQPSKQPSKQPSK信號的包絡(luò)特性和相位跳變信號的包絡(luò)特性和相位跳變 當基帶信號為方波脈沖（NRZ）時，QPSK信號具有恒包絡(luò)特性。由升余弦濾波器形成的基帶信號是連續(xù)的波形,但 QPSK信號的包絡(luò)也不再恒定。QPSK是一種相位不連續(xù)的信號,在碼元轉(zhuǎn)換的時刻，信號的相位發(fā)生跳變。通過星座圖可以看出跳變的幅度為180和90。圖 3-32 QPSK信號相位跳變245IQ3+1+1-1-142Mobile Co

35、mmunication Theory3.4.3 3.4.3 偏移偏移QPSKQPSK（OQPSKOQPSK）把QPSK兩個正交支路的碼元時間上錯開Ts/2=Tb，這樣每經(jīng)過Tb時間，只有一個支路的符號發(fā)生變化，因此相位的跳變就被限制在90，減小了信號包絡(luò)的波動幅度。功率譜和帶寬效率不變。調(diào)制原理圖和相位跳變路徑為： 圖 3-34 OQPSK信號相位跳變路徑IQ+1+1-1-1S/PTbLPFLPFcosctsinct+- -SOQPSK(t)輸入數(shù)據(jù)圖 3-35 OQPSK調(diào)制器原理圖43Mobile Communication Theory3.4.4 3.4.4 /4-QPSK/4-QPSK

36、 /4-QPSK兼顧頻帶效率、包絡(luò)波動幅度小和能采用差分檢測.它的相位跳變最大幅度大于OQPSK而小于QPSK，只有45和135，因此信號包絡(luò)波動幅度大于OQPSK而小于QPSK。 采用差分編碼的, /4-QPSK就稱作/4-DQPSK。44Mobile Communication Theory3.4.4 3.4.4 /4-QPSK/4-QPSK/4-DQPSK/4-DQPSK信號產(chǎn)生信號產(chǎn)生 /4-DQPSK可采用正交調(diào)制方式產(chǎn)生。其原理圖如圖3.37所示 相位差分編碼就是輸入的雙比特SI和SQ的4個狀態(tài)用4個 值來表示。其相位邏輯如表3.2所示。所傳輸?shù)男畔趦蓚€相鄰的載波相位差之中。

37、 k圖 3-37 調(diào)制器/4DQPSK LPFLPF差分相位編碼S/PSISQUkVksinctcosctSQPSK(t)+- -輸入數(shù)據(jù)kUkV45圖 3-39 DQPSK相位跳變/4IQ342510Mobile Communication Theory3.4.4 3.4.4 /4-QPSK/4-QPSK/4-DQPSK/4-DQPSK信號的相位跳變信號的相位跳變434可能的取值有個：，由兩個彼此偏移的兩個QPSK星座圖構(gòu)成，相位的跳變總是在這兩個星座圖之間交替進行，跳變的路徑如圖3.39的虛線所示。 446Mobile Communication Theory3.5 3.5 正交頻分復(fù)用正

38、交頻分復(fù)用OFDMOFDM3.5.1 3.5.1 概述概述3.5.23.5.2正交頻分復(fù)用的原理正交頻分復(fù)用的原理 3.5.33.5.3正交頻分復(fù)用的正交頻分復(fù)用的DFTDFT實現(xiàn)實現(xiàn)3.5.43.5.4OFDMOFDM的應(yīng)用的應(yīng)用 47Mobile Communication Theory3.5.13.5.1概述概述系統(tǒng)把整個可用信道頻帶劃分為N個帶寬為的子信道。把N個串行碼元變換為N個并行的碼元，分別調(diào)制這N個子信道載波進行同步傳輸，這就是頻分復(fù)用頻分復(fù)用。若子信道的碼元速率1/Tsf ,避免嚴重的碼間干擾。另外若頻譜允許重疊，提高頻帶效率 ，如圖3.49所示。擴展了碼元的長度T，遠遠大于

39、信道的時延，減小時延擴展對信號傳輸?shù)挠绊憽?8Mobile Communication Theory3.5.2 3.5.2 正交頻分復(fù)用的原理正交頻分復(fù)用的原理如果子載波的間隔等于并行碼元長度的倒數(shù)1/Ts和使用相干檢測，采用子載波的頻譜重疊可以使并行系統(tǒng)獲得更高的帶寬效率。這就是正交頻分復(fù)用正交頻分復(fù)用。圖 3-50 OFDM系統(tǒng)0costd(0)1cosNt串并變換復(fù) 用D(t)串行數(shù)據(jù)信道0cost1cosNtdtdtdt(0)d并串變換數(shù)據(jù)譯碼器( )d n1cost1cost(1)d(1)d N d(1)d(N-1)d(n)49Mobile Communication Theory設(shè)

40、串行的碼元周期為ts，速率為rs=1/ts。經(jīng)過串并變換后N個串行碼元被轉(zhuǎn)換為長度為Ts=Nts、速率為Rs=1/Ts=1/Nts =rs/N的并行碼。N個碼元分別調(diào)制N個子載波fn :0(0,1,2,.,1)nffn fnN式中f1/1/ssfTNt 為子載波的間隔，設(shè)計等于 它是OFDM系統(tǒng)的重要設(shè)計參數(shù)之一。這樣當f01/Ts時，各子載波是兩兩正交的，即 01sin(2)sin(2)0sTkkjjsf tf tdtT把N個并行支路的已調(diào)子載波信號相加，便得到OFDM實際發(fā)射的信號：3.5.2 3.5.2 正交頻分復(fù)用的原理正交頻分復(fù)用的原理50Mobile Communication Theory3.5.2 3.5.2 正交頻分復(fù)用的原理正交頻分復(fù)用的原理10( )( )cos(2)NnnD td nf t 在接收端，接收的信號同時進入N個并聯(lián)支路，分別與N個子載波相乘和積分（相干解調(diào)）便可以恢復(fù)各并行支路的數(shù)據(jù)：12000( )( ) 2cos( )2(cos)( )ssTTNknnd kD ttdtd ntdtd k為了提高頻譜的利用率，通常采用多進制的調(diào)制方式。一般地并行支路的輸入的數(shù)據(jù)可以表示為d(n)= a(n)+j b(n)，其中a(n)、b(n)表示輸入的同相分量和正交分量的實序列，它們在每個支路上調(diào)制一對正交載波，輸出的OFDM信號便