諧振開關技術

1、1第七章第七章 諧振開關技術諧振開關技術第三節(jié)第三節(jié) 軟開關電路的分類軟開關電路的分類第二節(jié)第二節(jié) 諧振電路工作原理和開關損耗諧振電路工作原理和開關損耗第一節(jié)第一節(jié) 概概 述述內(nèi)容提要內(nèi)容提要與目的要求與目的要求2內(nèi)容提要與目的要求v掌握基本串聯(lián)諧振電路和并聯(lián)諧振電路原掌握基本串聯(lián)諧振電路和并聯(lián)諧振電路原理。理解軟開關技術的基本概念。理。理解軟開關技術的基本概念。v重點：諧振電路原理及電路分析。重點：諧振電路原理及電路分析。3第一節(jié) 概 述 硬開關硬開關PWM（脈沖寬度調(diào)制），是指在功率變換過程中電力電子開關在開通和關斷的瞬間均處于大電流或高電壓的工作條件。圖7.1給出了典型的硬開關過程中電流

2、、電壓和損耗的波形。從波形上可知，功率器件在高電壓下開通、大電流時關斷，因此要承受大的電壓應力和熱應力，且易超過安全工作區(qū)。 4v硬開關的缺點硬開關的缺點：1、開關損耗大，限制了開關元件的工作頻率。2、方波工作方式，產(chǎn)生較大的電磁干擾，電路存在著較大的動態(tài)電壓、電流應力。3、在開關過程中，要求開關元件有較大的安全工作區(qū)。4、橋式電路拓撲，存在著上、下橋臂直通短路的問題。 5v電力電子裝置高頻化 濾波器、變壓器體積和重量減小，電力電子裝置小型化、輕量化。 開關損耗增加，電磁干擾增大。v軟開關技術 降低開關損耗和開關噪聲。 進一步提高開關頻率。 6v 硬開關：硬開關： 開關的開通和關斷過程伴隨著電

3、壓和電流的劇烈變化。 產(chǎn)生較大的開關損耗和開關噪聲。v 軟開關：軟開關： 在電路中增加了小電感、電容等諧振元件，在開關過程前后引入諧振，使開關條件得以改善。 降低開關損耗和開關噪聲。 軟開關有時也被成為諧振開關。v 工作原理：工作原理：軟開關電路中軟開關電路中S S關斷后關斷后L Lr r與與CCr r間發(fā)生諧振，電路中間發(fā)生諧振，電路中電壓和電流的波形類似于正弦半波。諧振減緩了電壓和電流的波形類似于正弦半波。諧振減緩了開關過程中電壓、電流的變化，而且使開關過程中電壓、電流的變化，而且使S S兩端的兩端的電壓在其開通前就降為零。電壓在其開通前就降為零。7v以閘刀開關作形象比喻，如果能在閘刀推合

4、和拉開的瞬間人為地令開關間的電壓或電流為零，豈不就可以避免拉弧火花的產(chǎn)生？v在功率變換技術中，其實就是在主開關器件關斷或?qū)ǖ乃查g，實現(xiàn)其兩端電壓或電流為零的技術。也就是ZVS（零壓開關）（零壓開關）和ZCS（零流開關）（零流開關）軟開關技術。 8v軟開關技術的發(fā)展經(jīng)歷了高頻逆變器、緩高頻逆變器、緩沖電路和諧振開關沖電路和諧振開關三個階段。1.高頻逆變器高頻逆變器:負載帶有諧振電路的逆變器稱為正弦波逆變器或高頻逆變器。水銀整流器時代就已開始研究。晶閘管時代，高頻逆變器作為開關損耗少的逆變器而著稱，與整流電路組合一起的高頻環(huán)節(jié)DC-DC變流器可算是最早實用化的軟開關技術。 92.緩沖電路緩沖電路

5、:為了避免器件損壞或誤動作，可使用抑制dudt、didt的電壓緩沖器和電流緩沖器。利用緩沖器，器件本身的開關損耗能減少，并能實現(xiàn)軟開關動作。緩沖電路進一步發(fā)展，拒電容和電感里積蓄的能量回饋到電源，稱為無損耗緩沖器。 10v 3.諧振開關諧振開關:開關器件與諧振器結合構成諧振開關，即用軟開關器件代替單個的半導體開關。v 1966年REMorgan用晶閘管做過軟件仿真，即當今的ZCS。v 1975年NOSokal提出“E級放大器”，使用兩個諧振器，使導通與關斷時的dudt、didt為零，對器件來說成為理想的軟開關。v 1984年開始，F(xiàn)Lee對零電流開關、零電壓開關進行了一系列研究，并命名為準諧振

6、變流器。當時在小型DC-DC變流器上應用，開關頻率為0.52MHz，功率密度為l00W(50506)mm3。v 1985年美國弗吉尼亞工學院李澤元教授提出的諧振開關技術是在研究DCDC變換器過程中發(fā)展起來的。這種諧振開關的原理也可以應用于DCAC變換器。11v1986年美國威斯康星大學的DMDivan教授提出了“諧振直流環(huán)逆變器(諧振環(huán))的概念”，這對于諧振開關技術應用于DCAC變換器領域起了很大的推動作用。諧振環(huán)諧振環(huán)的原理是把原先具有恒定直流電壓的母線變成一個高頻直流脈動或高頻交流母線，從而在母線上出現(xiàn)電壓(或電流)過零現(xiàn)象，掛在這樣母線上的逆變器中的開關器件在同步信號的控制下，則能實現(xiàn)零

7、電壓或零電流條件下的開通和關斷。v1991年JungGCho等人提出的“新型并聯(lián)諧振直流環(huán)軟開關PWM變換器”是一種比較理想的拓撲結構。12v所謂的軟開關轉(zhuǎn)換其理論上開關損耗為零。其優(yōu)點優(yōu)點如下： 1、振式軟開關轉(zhuǎn)換無開關損耗，工作頻率高。2、電磁干擾，開關轉(zhuǎn)換過程中動態(tài)應力小。3、電能轉(zhuǎn)換效率高，無吸收電路，散熱器小。4、上下橋臂直通短路問題不存在了。在諧振直流環(huán)節(jié)的逆變器中，上下橋臂直通成了一種合理的工作狀態(tài)。 13v諧振軟開關電路中，零電壓和零電流條件是由輔助的諧振電路所創(chuàng)造的。v因此，本章首先介紹基本串聯(lián)諧振電路和并聯(lián)諧振電路工作原理，然后，分別介紹軟開關技術在開關電源和直流逆變器中的

8、分類和典型應用。 14第二節(jié)第二節(jié) 諧振電路工作原理和開關損耗諧振電路工作原理和開關損耗1一、串聯(lián)諧振一、串聯(lián)諧振電路工作原理電路工作原理2二、并聯(lián)諧振二、并聯(lián)諧振電路工作原理電路工作原理3三、軟開關損三、軟開關損耗耗15一、串聯(lián)諧振電路工作原理 v如圖7.2（a）所示為負載與電容并聯(lián)的串聯(lián)諧振電路。圖中I0代表負載電流，Ud和I0為直流量，初始時間t0時的初始條件為IL0和Uc0，電路的方程為 0IiidtdiLUucLLrdc22dtidCLdtduCiLrrcrc0202022IidtidLL式中，0為諧振角頻率 rrCL/1016v當tt0時方程的解為：vZ0為諧振阻抗 v當Uc0=0

9、，IL0=I0時，可得到如下公式： )(sin)()(cos)()()(sin)(cos)()(00000000000000000ttIIZttUUUtuttZUUttIIItiLcddccdLL)(cos1 )()(sin)(000000ttUtuttZUItidcdLrrCLZ/017二、并聯(lián)諧振電路工作原理v 如圖7.3所示為一無阻尼并聯(lián)諧振電路，它由電流源供電，電路的初始條件為：在t=t0時有Ic0和Uc0。狀態(tài)變量為電感電流iL和電容電壓Uc。其電路方程為v 當tt0時，上述兩個方程的解為： dtdiLuIdtdUCiLrcdcrL)(cos)sin()()()()(cos)()(0

10、00000000000ttUttIIZtuttZUttIIIticLdccdLdLrrCL0rrCLZ 018v并聯(lián)諧振電路的頻率特性如圖7.4所示。當負載為電阻只RL時，品質(zhì)因數(shù)為v由圖7.4(b)可知，當負載只RL一定時，以Q為參變量，電路阻抗ZP是頻率的函數(shù)。圖7.4(c)所示，電壓相角為Ui，它是頻率的函數(shù)。當s0時，容性阻抗小于感性阻抗，電壓滯后于電流，電壓相角接近于-90。 000ZRLRCRQLrLrL19三、軟開關損耗v1、典型的開關損耗、典型的開關損耗v 圖7.5給出了純阻負載電路中自關斷器件開關工作時的典型電壓和電流及其相應的 開關能量損耗波形。很顯然，器件在工作過程中的損

11、耗包括下面四部分： (1)斷態(tài)損耗(漏電流引起的)P1； (2)通態(tài)損耗P2； (3)開通損耗Pon； (4)關斷損耗Poff。20器件的總損耗為 P=P1+P2+Pon+Poff而器件的開關損耗定義為 Psw=Pon+Poff 通常，器件的斷態(tài)損耗可以忽略，其通態(tài)損耗為 P2UonI(7.8)(7.9)(7.10)21v若假定，在開關過程中器件的電壓和電流按線性規(guī)律變化，同時在計算時忽略U。(通態(tài)壓降)和漏電流，則器件的開通和關斷損耗分別近似為 Pon=fswUIton Poff=fswUItoff 式中fsw為開關頻率。式(7.11)和(7.12)表明，器件的開關損耗同開關頻率fsw成正比

12、。隨開關頻率增加，開關損耗將成為器件損耗的主要部分。(7.11)(7.12)22v2 、Buck電路中器件的開關損耗電路中器件的開關損耗對于典型的Buck電路，當負載電流保持恒定時，其電路可等值于圖7.6。在Q管關斷期間，負載電流I0。通過續(xù)流管D繼續(xù)流通?，F(xiàn)給Q管一個激勵信號使其導通，D管中電流逐漸向Q管轉(zhuǎn)移，因此在Q管電流上升期間，Q管上的電壓必須保持在Ud而不下降，直到iQ=I0時，Q管上的電壓才開始下降，如圖7.7(a)所示。 23同理分析，當已導通的Q管在撤除激勵信號后，其上電壓uQ必須首先從零開始上升，在Q管電壓上升期間，Q管的電流iQ。維持在I0值，直到Q管上電壓上升到Ud時，Q

13、管中的電流 iQ才開始下降，如圖7.7(b)所示。 24v根據(jù)圖7.7的波形，在線性假設條件下，器件的開通和關斷損耗分別表示為 Pon=fswUdI0tr (7.14) Poff=fswUdI0tf (7.15) 比較式(7.12)和(7.14)以及式(7.13)和(7.15)可知，Buck電路中器件的開關損耗更為嚴重。25若I0=50A，Ud400V，tf=tr=0.5s，fsw=20kHZ那么器件開關過程的瞬時峰值功率將達20kW，開通和關斷的平均功率損耗為100W。其開關過程的動態(tài)軌跡如圖7.8所示。因此，對于Buck電路，要進一步提高其脈寬調(diào)制頻率到兆赫級，困難很大。在開關電路中，增設

14、緩沖網(wǎng)絡，雖然能進一步降低開關器件的開關損耗，但緩沖網(wǎng)絡的損耗仍然存在。 26v3、PWM逆變器的開關損耗逆變器的開關損耗圖7.9為PWM逆變器的一個橋臂，開關V1產(chǎn)生的損耗包括漏電流損耗、電壓降損耗和開關損耗。圖7.10用來觀察開關器件的動作波形。圖7.10a從0-連續(xù)改變電阻Rv值，觀察V1的開關動作，Rc表示導通時的電壓降，RL表示關斷時漏電流。對于電力半導體器件，一般穩(wěn)態(tài)漏電流可以忽略。 27 開關動作時V1的電壓和電流的波形如圖7.10b所示。時刻V1觸發(fā)導通，減小Rv，V1的電流隨時間增大；到時刻，等于在期間，二極管電流從I減到零。以后，減小Rv，V1的電壓變小時，Rv=0，導通結

15、束。時刻，關斷V1，增大Rv，V1的電壓隨時間增大。在時，等于電源電壓E，VD2受正偏壓。以后V1的電壓等于電源電壓，增大Rv，減小。在時刻，Rv=，電流I全部通過二極管VD2，關斷結束。開關損耗的原因開關損耗的原因與器件的導通關斷時間、二極管反向恢復時間、器件的極間電容及布線電感有關。 28v (1)導通關斷時間導通關斷時間 v開關消耗的瞬時功率Pa如圖7.10c所示，峰值達EI。由開關引起的功率損耗為 v ts導通時間和關斷時間之和；v f開關頻率，與器件的開關時間成反比。比如 的器件，當f50kHz時，影響很大。使用ZCS可省掉這部分損耗。 31v (3)器件的極間電容器件的極間電容 v

16、 進行高頻ZCS動作，器件的極間電容Cs的充放電損耗不能不考慮。導通時的累積電荷Cs由Vl短路而消耗，產(chǎn)生的損耗用下式表示： (7.18)v 比如，E=200V，Cs=1000pF，f=500kHz，得P=10W。相應地，開關器件的額定電流就降低了這部分容量。采用ZVS可省去第(2)、(3)中的損耗。 fECPsc22/132v(4)布線電感布線電感v開關動作時有幾MHz以上的寄生振蕩，導致EMI和高頻損耗。復式諧 振變流器(MRC)將布線電感作為諧振電感的一部分。v器件產(chǎn)生開關損耗是由于導通或關斷時器件上同時有電壓和電流存在，即有電壓和電流 的重疊時間，如圖7.10b虛線所示。v導通時電流從

17、開始增大，如果將延遲到之后的（電壓為零），并將關斷時電壓開始上升的時刻延遲到，就不會發(fā)生開關損耗。 33v電壓、電流的重疊時間靠器件自身是解決不了的。v實現(xiàn)消除重疊時間或在重疊時間很小的狀態(tài)下進行開關動作的控制技術及該動作都稱為軟開關技術。v通過外部電路，使加在器件上的du/dt或di/dt減小是軟開關技術的基本手段，對EMI很有效。 v圖7.11是器件的安全工作區(qū)，從、的軌跡可以看出，硬開關時為A、B，而軟開關時為C、D。很顯然，軟開關的電應力很小。34第三節(jié)第三節(jié) 軟開關電路的分類軟開關電路的分類六六、降壓式準諧振變換器、降壓式準諧振變換器五五、軟開關的幾個注意問題、軟開關的幾個注意問題四

18、四、諧振型、諧振型PWM變流器變流器三三、 ZVS型準諧振變流器型準諧振變流器二二、ZCS型準諧振變流器型準諧振變流器一一、準諧振變換器、準諧振變換器七七、軟開關、軟開關PWM技術技術35一、準諧振變換器 準諧振變換器準諧振變換器(QuasiResonantConverter，簡，簡稱稱QRC)是在常規(guī)DC/DC開關變換器的基礎上加上諧振電感和諧振電容形成的，諧振電感和諧振電容與原來PWM變換器中的功率器件一起構成諧振開關。在這種變換器的運行模式中將會出現(xiàn)諧振的工作模式，使功率開關管兩端的電壓或電流呈正弦波形，從而為功率開關管的開通和關斷創(chuàng)造了零電壓或零電流開關條件，減小了開關損耗。由于在一個

19、工作周期內(nèi)，既有諧振運行狀態(tài)，又有非諧振運行狀態(tài)，即在一個周期內(nèi)并不是全部處于諧振狀態(tài)，故稱為準諧振狀態(tài)準諧振狀態(tài)。 36n準諧振變換器分為兩類： 零電流準諧振電路零電流準諧振電路(ZeroCurrentSwitching QuasiResonant ConverterZCSRC)：諧振開關在零電流狀態(tài)零電流狀態(tài)下開通和關斷。零電壓準諧振電路零電壓準諧振電路(ZeroVoltage Switching QuasiResonant ConvenerZVSQRC)：諧振開關在零電壓狀態(tài)零電壓狀態(tài)下開通和關斷。 37v軟開關電路的基本結構如圖7.12所示，有三種。v1串聯(lián)電感串聯(lián)電感v它是ZCS(Z

20、ero Current Switching)的基本結構。開關器件導通時，抑制di/dt，消除了U、i的重疊時間，防止發(fā)生開關損耗，可在任意時刻以ZCS開通。關斷之前，串聯(lián)電感上的能量要放光(電流為零)，以確保器件安全。v 2并聯(lián)電容并聯(lián)電容v它是ZVS(Zero Voltage Switching)的基本結構。開關器件關斷時，抑制du/dt，消除 zi重疊時間，避免發(fā)生開關損耗。可在任意時刻以ZCS關斷。器件開通之前，并聯(lián)電容上的電荷要放光，以確保器件安全。 38v3反并聯(lián)二極管反并聯(lián)二極管(如圖7.12所示)v當外電路電流流經(jīng)二極管時，開關器件處于零電壓、零電流狀態(tài)。此時開通或關斷開關器件，

21、都是ZVS、ZCS動作。v外電路由LC無源器件、輔助開關等諧振電路、輔助電路組成，也有同時使用電感和電容的情況。串聯(lián)二極管也能使開關器件為零電壓、零電流狀態(tài)，但因為有導通損耗，一般不使用。串聯(lián)電感的ZCS、并聯(lián)電容的ZVS與緩沖電路的想法一樣。諧振型變流器兼用了反并聯(lián)二極管的ZCS和ZVS的功能。 39二、ZCS型準諧振變流器v該方案利用串聯(lián)電感實現(xiàn)ZCS導通，諧振時電感放電，再利用反并聯(lián)二極管進行關斷的。圖7.13是ZCS型準諧振變流器的基本結構。v在反向?qū)ǖ拈_關器件上串聯(lián)諧振電感Lr，外側(cè)并聯(lián)諧振電容Cr，形成兩波形零電流諧振開關。v圖7.14和圖7.15分別為電壓電流波形及其軌跡。t0

22、時刻驅(qū)動開關器件導通，由于Lr的初始電流為零，開關動作屬 ZCS。40v此后有4個動作期間。t0t1(預備期間預備期間)：到t1時刻，iL=I，續(xù)流二極管的電流為零。t1t3 (諧振期間諧振期間)：諧振的后半期間，iL變負，反并聯(lián)二極管導通，此間關斷開關。t3t4(恢復期間恢復期間)： t4時刻，續(xù)流二極管的電壓為零。t4 (穩(wěn)態(tài)期間穩(wěn)態(tài)期間)：I流過續(xù)流二極管，諧振停止。該期間可以持續(xù)到任意時候。 41v諧振開關在t0t4期間有一連串動作，中途不能停止，輸出電壓為Uc的平均值，以固定導通時間進行控制。v該變流器沒有開關器件和續(xù)流二極管之間的短路狀態(tài)，開通與關斷 都屬ZCS型。v由于諧振電流的

23、疊加，開關器件的電流有效值增大，導通損耗在最大輸出功率時為硬開關的1.5倍以上，1/2負載時為3倍。v使用ZCS方式使器件導通時，器件的極間電容上積蓄的電荷都短路掉，該能量白白流失。因此，一般ZCS只用在500kHz以下。 42三、 ZVS型準諧振變流器v該方式是利用并聯(lián)電容使開關器件ZVS關斷，由于諧振電容放電，并通過串聯(lián)二極管 導通而工作的，也有電路把串聯(lián)二極管改為并聯(lián)二極管。v圖7.16是ZVS準諧振變流器的 基本結構，開關上并聯(lián)諧振電容Cr，其外側(cè)串聯(lián)諧振電感Lr，構成零電壓諧振開關。v圖7.17、圖7.18為其電壓電流波形和電壓電流軌跡。其動作原理與ZCS幾乎是對偶的。 43vt0時

24、，Cr的初始電壓為零，開關以零電壓關斷。 t0t1(預備期間預備期間)：Cr以電流I充電， t0時刻，續(xù)流二極管的電壓為0。 t1t3 (諧振期間諧振期間)：續(xù)流二極管導通，LrCr諧振。在該期間的后半t2t3間，Uc為負，串聯(lián)二極管阻止了電壓，此間以零電壓開通。 t3t4(恢復期間恢復期間)：吃增大，到t4時刻iL=I續(xù)流二極管的電流為零。 t4 (穩(wěn)態(tài)期間穩(wěn)態(tài)期間)：開關導通，I流經(jīng)開關，諧振停止，該期間可任意持續(xù)。 44v該準諧振變流器的關斷時間是固定的，通過控制頻率可以控制輸出電壓。v準諧振 ZVS實現(xiàn)零電壓開通的條件開通的條件是：諧振電壓的峰值高于電源電壓。由于峰值電壓正比于I，如果

25、太小，如圖7.18的I所示，則Uc的最小值達不到零，滿足不了零電壓導通的條件。 45u諧振ZVS開關器件的極間電容是諧振電路的一部分，不造成損耗，適用于500kHz以上高頻動作，但負載范圍窄，只適用于固定負載或接近于固定的負載。u使用諧振開關能比較容易得到ZCS、ZVS，從而減少開關損耗，與傳統(tǒng)的PWM比較，開關頻率可提高10100 倍。u但存在如下問題，特別是效率方面。功率器件的電流有效值增加；功率器件的電壓峰值增大；不能以固定頻率進行PWM控制。46四、諧振型PWM變流器 v該方案使用輔助開關，以固定頻率的PWM進行輸出電壓控制，是諧振型開關。v圖7.19為其ZCS電壓電流軌跡，在A、C點

26、諧振電容的電流為零，B、D點諧振電感的電壓為零。v因此，一種方法是，電容上串聯(lián)輔助開關，在A點或C點關斷輔助開關，可中途停止諧振，保持電容的電壓。過了任意時間之后，再觸發(fā)輔助開關，諧振又開始，打破了原來的停止狀態(tài)，當主開關關斷，導通時間結束。輔助開關的導通關斷也都是以ZCS進行的。 47v如上所述，使用輔助開關可以方便地改變導通時間，實現(xiàn)固定頻率的PWM控制。v圖7.20的PWM變流器主開關使用晶閘管，輔助開關使用晶閘管及反并聯(lián)二極管，諧振的停止點在C點，與反向?qū)ňчl管斬波換相電路很類似。v諧振頻率較開關頻率高得多，可縮短諧振期間，成為部分諧振變流器，克服了準諧振變流器的缺點。48五、軟開關

27、的幾個注意問題 v(1)部分諧振部分諧振PWM v為了使效率盡量和硬開關時接近，必須防止器件電流有效值的增 加。因此，在一個開關周期內(nèi)，僅在器件開通和關斷時使電路諧振，稱為部分諧振。v(2)無損耗緩沖電路無損耗緩沖電路v使串聯(lián)電感或并聯(lián)電容上的電能釋放時不經(jīng)過電阻或開關器件。稱為無損耗緩沖電路，常不用反并聯(lián)二極管。 v(3)IGBT器件器件v在電動機控制中主開關器件多采用IGBT，IGBT關斷時有尾部電流， 對關斷損耗有很大影響。因此，關斷時采用零電流時間長的ZCS更合適。49v(4)并聯(lián)諧振并聯(lián)諧振 v在構造部分諧振電路時，應避免主電流通過諧振電路，即諧振電感應與 主電路并聯(lián)。諧振型PWM除

28、導通損耗增加，器件的峰值電壓增大等缺點外，其效率與硬開關PWM差不多。v具體電路有諧振極PWM、ZCT(Zero Current Transition)PWM。ZVT(ZeroVoltageTransition)PWM等。上述電路在降壓、升壓、升降壓變流器上都能應用。50六、降壓式準諧振變換器 以降壓式準諧振變換器ZCSQRC電路為例來說明其工作原理。開關開關S閉合閉合時，由于電感上的作用，S在零電流條件下導通；S導通后導通后，電感工與電容C的諧振，使通過開關器件的電流呈近似正弦波形，從而又為開關器件S的斷開創(chuàng)造了條件；當電感電流諧振到零時，開關器件S可在零電流條件下關斷。51v為了簡化下面的

29、分析過程，考慮到濾波電感在一個諧振周期中，上中的電流可看作近似不變，因此濾波電路及負載將用一個恒流源等效代替，如圖7.21所示。v圖7.22為電路在一個開關周期中的主要波形。圖7.21所示電路在一個開關周期中可分為4個時間段描述，相對應的電路拓撲模式如圖7.23所示。52v 假定在初始時刻之前，開關S處于斷開狀態(tài)，輸出電流I0通過二極管D續(xù)流，電容C上的電壓為零，在t=t0時，開關S在零電流條件下導通。 v (1)t0t1時間段時間段 v 在這一時間段，開關S導通，電感電流iLr I0，在電壓Uin作用下線性上升，其等效電路如圖7.23(a)所示，這一時間段有：v 初始條件為： v 解方程式(

30、7.19)并代入初始條件可得： inLrrUdtdiL0cru0)(0tiLr)(0ttLUirinLr(7.19) (7.20) 53v 在t1時刻，iLr上升到等于輸出電流I0，這個時間段結束，由式(7.20)可得這個時間段的長度：v (2) t1t2時間段時間段v 在時刻t1，iLr等于I0，二極管D截止，電感Lr與電容Cr開始諧振，這時有： 001IULttTinrtcrinLrrLrcrruUdtdiLIidtduC0 (7.22) (7.21) 54v 初始條件： v 解微分方程組(7.22)并代入初始條件可得：v 式中, 為諧振角頻率, 諧振電路的特性阻抗。 )(cos1 )(s

31、in101ttUuIttZUirincrrrinLr01)(ItiLr0)(1tucr(7.23) rrrCL1rrrCLZ 55v 這個時間段的等效電路如圖7.23(b)所示，另外從式(7.23)可看出： v 當 時 v 當 時 2)(1ttr )(1ttr0max,IZUiiUurinLrLrincr0,2IiUuLrincr56v 如果在圖7.23(a)所示電路中應用的是半波型諧振開關(半波模式)，則在 的某一時刻ta，iLr下降到零，這時開關S可以在零電流下斷開，這個時間段結束。v 如果應用的是全波型諧振開關(全波模式)，iLr下降到零后，iLr將通過開關S的反并聯(lián)二極管繼續(xù)向反方向諧

32、振，并將能量反饋回輸入電源，當iLr在時刻tb從反方向再次諧振回零時這個時間段結束。2/3)(1ttr57v在tatb這段間隔，開關S可以在零電壓零電流下完成關斷過程，由此可得這個時間段長度：v式中 。v對于半波型諧振開關 ， 。v對于全波型諧振開關 , 。 rinrrUZIttT)arcsin(101222Tr23223att 2att 2(7.24) 58v (3)t2t3時間段時間段v 這一時間段的等效電路拓撲如圖7.23(c)所示，在這個時間里開關S斷開，二極管D斷開，輸出電流通過電容C流通，電容電壓處于線性放大狀態(tài)，這時候有：v 初始時刻 v 解微分方程式并代入初始條件可得： v 當

33、ucr在時刻t3重新諧振回零時，二極管D導通，t2t3時間段結束。 0, 0IdtduCicrrLr)cos1 (incrUu)cos1 ()(20inrcrUttCIu(7.26) (7.25) 59v 由式(7.24)可知， ,則：v 對于半波模式，sign=-1，對于全波模式，sign=+1。v 把ucr(t3)=0及式(7.27)代入式(7.26)可得時間段長度： (7.27)inrUZI0sin222021sin1cosinrUZIsignsign)(11 200233inrrinUZIsignICUttT(7.28)60v(4) t3t4時間段時間段這一時間段的等效電路拓撲如圖7.

34、23(d)所示。在這個時間段里，開關S斷開，二極管D導通，輸出電流通過二極管D續(xù)流，電容電壓被鉗位在零，這時有： iLr=0，ucr=0。這個時間段的長度取決于電路的開關周期。該電路的開關周期為Ts，則：T4 = t4 t3 = Ts (T1+ T2+ T3) (7.29)而T4的長度將決定輸出電壓的大小，當下一開關周期到來時，開關S再次導通，T4時間段結束，整個開關周期也結束。 61七、軟開關PWM技術 u概述u1、零電壓諧振電路、零電壓諧振電路u2、工作過程分析工作過程分析u3、零電流諧振電路、零電流諧振電路u4、 ZVS同同ZCS比較比較62概述概述準諧振變換電路和常規(guī)的PWM硬開關變換

35、電路相比較，具有許多比較明顯的優(yōu)點優(yōu)點：l由于開關在零電壓或零電流條件下完成開通與關斷過程，電路的開關損耗大大降低，l電磁干擾大大減小，l變換電路可以以更高的開關頻率工作，l相應變換器的功率密度可以大大提高等。二者也存在著一些明顯的不足明顯的不足：l開關器件可能承受過高的電壓應力和電流應力，lQRC變換電路的輸出需采用調(diào)節(jié)頻率的方法來控制，給實際應用帶來了很多的麻煩。 63v常規(guī)的PWM變換器其頻率恒定，當輸入電壓或負載變換時，通?？空{(diào)節(jié)開關的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓，屬恒頻控制，控制方法簡單；v而對于QRC變換電路，當輸入電壓或負載在大范圍內(nèi)變化時，為了實現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，變換器的開關頻率也需

36、大范圍地變化，而變壓器、電感等磁元件只能按最低頻率設計，因此不可能做到最優(yōu)化設計；v另外，開關頻率的大范圍變化，給濾波器的設計也造成困難。 64v為了克服QRC變換電路變頻控制造成的諸多問題，在20世紀80年代后期和90年代初期，許多學者專家提出了能實現(xiàn)恒頻控制的軟開關PWM技術，希望通過采用這種技術使變換器同時具有PWM和準諧振變換器的優(yōu)點，而且諧振過程可以被阻斷，諧振時間可以被控制，在阻斷期間，電路將以PWM開關模式工作，阻斷過程結束后，電路可以繼續(xù)完成諧振，這使得電路既可以通過頻率調(diào)制方式又可以通過常規(guī)的PWM脈寬調(diào)制方式控制輸出電壓。 65v軟開關PWM技術的中心內(nèi)容中心內(nèi)容是： (1

37、)在電路開關器件發(fā)生狀態(tài)轉(zhuǎn)換時，開關器件工作于零電壓或零電流條件下。 (2)當開關狀態(tài)轉(zhuǎn)換完畢之后，器件工作于硬開關PWM狀態(tài)下。v軟開關PWM技術分類分類： (1)零電流零電流(ZCS)PWM變換器：PWM變換器中開關器件在零電流條件下發(fā)生狀態(tài)轉(zhuǎn)換。 (2)零電壓零電壓(ZVS)PWM變換器：PWM變換器中開關器件在零電壓條件下發(fā)生狀態(tài)轉(zhuǎn)換。 661、零電壓諧振電路 v 圖7.24(a)所示為普通Buck ZVSQRC電路。在其基礎上增加一個開關管Q0和二極管D2，就構成了Buck ZVSPWM電路，如圖7.24(b)所示。v 按前述定義，圖7.24(b)所示電路仍然是屬于串聯(lián)模式(SM)。

38、v Q2和D2的增加，使得電路可以很方便地實現(xiàn)PWM控制。v 實際上，Q2和D2的增加，使得原來ZVSQRC電路中主開關管的恒定斷態(tài)時間變成可以根據(jù)輸入電壓及負載變化而進行調(diào)節(jié)的變量。v 在恒定開關頻率下通過調(diào)解此段時間就可以實現(xiàn)調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。v 新增加的開關Q2和D2是在零電流條件下完成開關過程的，因此，電路總的損耗量并未增加多少。 67v 圖7.24(b)所示電路的基本工作原理可簡述如下：v 設初始時，電路中主開關管Q1導通，輔助開關管Q2關斷，輸出負載電流I0全部通過Q1，一個開關周期從開關管Q1的關斷開始。 當Q1在Snubber電容Cr的作用下關斷后，輸出電流I0迅速從Q1轉(zhuǎn)移

39、到Cr上，之后，Cr由恒定的電流I0充電，其兩端電壓ucr線性上升。 當ucr上升到等于輸入電壓Uin時，續(xù)流二極管D導通。之后，Lr與Cr開始諧振，電感電流以諧振方式衰減，電容電壓以諧振方式上升。 當電感電流iLr下降到零后，由于輔助開關管Q2不導通，將保持在零態(tài)，電容電壓ucr達到最大值，并保持在該值上。這個狀態(tài)的持續(xù)時間由電路輸出電壓的PWM控制要求確定。68v當PWM控制策略要求再次導通主開關管Q1時，電路首先要導通輔助開關管Q2(在零電流下導通)，Q2導通后，Lr與Cr再次發(fā)生諧振(此時與常規(guī)的ZVSQRC電路狀態(tài)相同)。v當電容電壓ucr諧振到零時，二極管D1導通，電感電流iLr流

40、過二極管D1并逐漸衰減到零。v在從二極管D1導通到iLr衰減到零的一段時間間隔內(nèi)，主開關管Q1以在零電壓下導通。v另外，在二極管D1通后的任何時刻，輔助開關管Q2都可以在零電流下關斷，因為全部電感電流流過二極管D1。電感電流iLr過零后，將在輸入電壓Uin的作用下線性上升，當iLr上升到等于I0時，續(xù)流二極管D自然關斷，一個完整的開關周期結束。69v 從上述的工作原理可以看出，在ZVSPWM電路中，所有的開關管及二極管都是在良好的工作條件下，即零電壓或零電流條件下完成通斷的。另外，電路可以以恒定的頻率，通過調(diào)節(jié)脈寬的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓。 702、工作過程分析 v在對Buck ZVSPWM電路

41、一個開關周期的動態(tài)工作過程進行詳細分析之前，同樣需要作如下的幾點假設： 所有元器件都是理想的。 濾波電感Lf足夠大，變換器的輸出可等效為一恒流源I0。vBuck ZVSPWM電路的一個開關周期可分為六個時間段描述，電路拓撲及主要電量波形如圖7.25及圖7.26所示。v從圖7.25所示可知，拓撲模式(a)、(b)、(d)、(e)與ZVS-QRC電路完全相同。v而拓撲模式(c)、(f)則是標準的PWM運行模式。 71v 設電路的初始狀態(tài)為主開關管Q1導通，輔助開關管Q2關斷，續(xù)流二極管D關斷，輸出電流I0全部流過主開關管Q1及電感Lr。v (1) t0t1時間段時間段(模式模式a)v 在時刻t0，

42、主開關管Q1關斷，之后負載輸出電流I0全部流過電容Cr。這個時間段的等效電路拓撲圖如圖7.25(a)所示。在這個時間段有：v 初始條件為：ucr (t0)=0v 解方程式(7.30)可得： 0IdtduCcrr)()(00ttCIturcr (7.31) (7.30) 72v 當ucr在t1時刻上升到等于輸入電壓Uin時，續(xù)流二極管D導通，這個時間段結束。這個時間段的持續(xù)時間為： v (2) t1t2時間段時間段(模式模式b)v 在時刻t1，ucr等于Uin，續(xù)流二極管D導通，負載電流逐漸轉(zhuǎn)移到D上，電感Lr與電容Cr開始諧振。這個時間段的等效電路拓撲如圖7.25(b)所示。在這個時間段有：

43、0011IUCttTinr (7.32) LrcrcrinLrridtduCuUdtdiL (7.33) 73v 初始條件為：v 解方程組(7.33)可得： v 式中, 諧振電路的特性阻抗， 為諧振角頻率。 v 在時刻t2，ucr以正弦方式諧振到其最大值(ucr=Uin+ZrI0), 而iLr則諧振為零，這個時間段結束。這一時間段的持續(xù)時間為： 011)()(ItiUtuLrincr)(cos)()(sin)(1010ttItittIZUturLrrrincrrrrCLZ rrrCL1rttT2122(7.34) (7.35) 74v (3) t2t3時間段時間段(模式模式c，PWM模式模式)

44、v 在時刻t2，電感電流iLr皆振到零，如果此時輔助開關管Q2導通，則iLr將繼續(xù)向反方向 諧振。在Q2未導通前，iLr將一直保持為零，而電容電壓ucr也將一直保持為最大值。v 由于 ，因此在這個時間段，主開關管承受的電壓為Uin，而輔助二極管D2承受的反向電壓為ucrmaxUin。在這個時間段，電路將以標準的PWM模式運行，對應的電路拓撲如圖7.25(c)所示。在這一時間段有：v 這個時間段的長短了T3（=t3t2)取決于電路PWM輸出控制要求，如果T30，則電路的工作過程與ZVCQRC變換器完全一樣。 0dtdiLuLrrcr0max)(IZUuturincrcr0)(tiLr75v (4

45、)t3t4時間段時間段(模式模式d)v 在時刻t3，導通輔助開關管Q2(零電流下導通)，之后，電感Lr與電容Cr，再次諧振這個時間段的等效電路拓撲如圖7.25(d)所示。這個時間段電路的動態(tài)工作過程仍可由式(7.33)描述。v 在時刻t4，電容電壓uCr皆振到零，這個時間段結束。將uCr (t)=0代入到式(7.34)，可得出t1t2時間段與t3t4時間段長度之和，即： rrinrIZUTT)arcsin(1042(7.36) 76v (5) t4t5時間段時間段(模式模式e，電感充放電模式，電感充放電模式)v 在時刻t4，電容電壓uCr皆振到零。之后，二極管D1導通，電感電流；iLr將通過D1向輸入電壓放電從而線性下降。v 在時刻t5，iLr下降到零。在Ucr諧振到零之后到iLr衰減到零之前(t4t5)，主開關管Q1可在零電壓下完成導通過程。ILr衰減到零之后，將在輸入電源電壓Uin的作用下線性上升。這一時間段的電路拓撲模式如圖7.25(e)所示。在這一時間段有： 0dtduCUdtdiLcrrinLrr (7.37) 77v 初始條件為：v 解方程組(7.37)可得：v