反激式變壓器設(shè)計(jì)原理

1、反激式變壓器設(shè)計(jì)原理綠色節(jié)能 PWM 控制器 CR68XXCR6848低功耗的電流模 PWM反激式控制芯片成都啟達(dá)科技有限公司聯(lián)系人：陳金元 TEL話(huà) /傳真218郵:chengoldsource ; goldMSN: chengoldsource概 述：CR6848是一款高集成度、低功耗的電流模PWM控制芯片，適用于離線(xiàn)式 AC-DC反激拓?fù)涞男」β孰娫茨K。電池充電器、機(jī)頂盒電源、低工作電流額定輸出功率限制PWM工作頻率可調(diào)過(guò)載保護(hù)SOT23-6L、 DIP8 封裝DVD電源、小功率電源適配特點(diǎn)：電流模式PW

2、M控制極少的外圍元件欠壓鎖定 （12.1V16.1V）輸出電壓鉗位 （16.5V）軟驅(qū)動(dòng)過(guò)壓保護(hù)（27V）應(yīng)用領(lǐng)域：本芯片適用于:低啟動(dòng)電流片內(nèi)自帶前沿消隱（300nS）內(nèi)建同步斜坡補(bǔ)償周期電流限制2000V的ESD保護(hù)60瓦以下的反激電源器等60瓦以下（包括60瓦）的反激電源模塊兼容型號(hào)：SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。原生產(chǎn)廠家 現(xiàn)貨熱銷(xiāo)！21& 1308444278&CR6842 兼容 SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269綠色節(jié)能PWM控制器 AC-DC產(chǎn)品型

3、號(hào)功能描述封裝形式兼容型號(hào)CR6848低成本小功率綠色SOT-26/DIP-8SG6848/SG5701/SG5848節(jié)能PWM控制器LD7535/LD7550OB2262/OB2263CR6850新型低成本小功率綠色SG6848/SG5701/SG5848節(jié)能PWM控制器SOT-26/DIP-8LD7535/LD7550SOP-8OB2262/OB2263CR6851具有頻率抖動(dòng)的低成本SOT-26/DIP-8SG6848/SG5701/SG5848綠色節(jié)能PWM控制器SOP-8LD7535/LD755OB2262/OB2263CR6842具有頻率抖動(dòng)的大功能DIP-8兼容 SG6842J/

4、LD7552綠色節(jié)能PWM控制器CR5842具有頻率抖動(dòng)的多保護(hù)功能大功率綠色節(jié)能 PWM控制器CR6505半橋ATX電源PWM 控制器CR6515半橋ATX電源PWM 控制器+TL431CR6561 有源PFC控制器SOP-8OB2268/OB2269DIP-8SOP-8DIP-16 兼容 WT7514 , AT2005DIP-20兼容 SG6105DIP-8、SOP-8(Flyback Transformer Design Theory)第一節(jié).概述.反激式(Flyback)轉(zhuǎn)換器又稱(chēng)單端反激式或"Buck-Boost”轉(zhuǎn)換器.因其輸出端在原邊繞組 斷開(kāi)電源時(shí)獲得能量故而得名.離

5、線(xiàn)型反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖.一、反激式轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)有：1 .電路簡(jiǎn)單，能高效提供多路直流輸出，因此適合多組輸出要求.2 .轉(zhuǎn)換效率高，損失小.3 .變壓器匝數(shù)比值較小.4 .輸入電壓在很大的范圍內(nèi)波動(dòng)時(shí)，仍可有較穩(wěn)定的輸出，目前已可實(shí)現(xiàn)交流輸入在85265V間.無(wú)需切換而達(dá)到穩(wěn)定輸出的要求.二、反激式轉(zhuǎn)換器的缺點(diǎn)有：1 .輸出電壓中存在較大的紋波，負(fù)載調(diào)整精度不高，因此輸出功率受到限制，通常應(yīng)用于 150WO下.2 .轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)(CCM鹿式下工作時(shí)，有較大的直流分量，易導(dǎo)致磁芯飽和，所以 必須在磁路中加入氣隙，從而造成變壓器體積變大.3 .變壓器有直流電流成份，且同時(shí)會(huì)工作于CCM

6、/ DCMW種模式，故變壓器在設(shè)計(jì)時(shí)較困 又t,反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多，迭代過(guò)程較復(fù)雜.第二節(jié).工作原理在圖1所示隔離反36式轉(zhuǎn)換器(The isolated flyback converter) 中，變壓器"T "有隔 離與扼流之雙重作用.因此"T "又稱(chēng)為T(mén)ransformer- choke.電路的工作原理如下：當(dāng)開(kāi)關(guān)晶體管Tr ton時(shí)，變壓器初級(jí)Np有電流Ip,并將能量?jī)?chǔ)存于其中(E = LpIp/ 2). 由于Np與Ns極性相反，此時(shí)二極管D反向偏壓而截止，無(wú)能量傳送到負(fù)載.當(dāng)開(kāi)關(guān)Tr off時(shí)，由楞 次定律：(e = -N/AT)可知，變壓器

7、原邊繞組將產(chǎn)生一反向電勢(shì)，此時(shí)二極管D正向?qū)ǎ?fù)載 有電流I l流通.反激式轉(zhuǎn)換器之穩(wěn)態(tài)波形如圖2.由圖可知，導(dǎo)通時(shí)間ton的大小將決定Ip、Vce的幅值：Vce max = V IN / 1-D maxV IN：輸入直流電壓；D max ：最大工作周期Dmax t on / T由此可知，想要得到低的集電極電壓，必須保持低的Dmax,也就是dax< 0.5,在實(shí)際應(yīng)用中通常取 Dmax = 0.4,以限制 Vcemax = 2.2V in.開(kāi)關(guān)管Tr on時(shí)的集電極工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip為：Ic = Ip = I l / n.因 IL = Io,故當(dāng)Io 一定時(shí)，匝比n的

8、大小即決定了 Ic的大小，上式是按功率守恒原則，原副邊安匝數(shù) 相等NpIp = Nsls 而導(dǎo)出.Ip亦可用下列方法表示：Ic = Ip = 2Po / ( “WDmax)“：轉(zhuǎn)換器的效率公式導(dǎo)出如下：輸出功率：Po = LIp2” / 2T輸入電壓：Vin = Ldi / dt 設(shè) di = Ip,且 1 / dt = f / DmaxhVin = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*D max/ Ipf則Po又可表不為：Po = r INf Dmaxip / 2f I p = 1/2 4 iN DmaxipIp = 2Po / Y iN Dmax上列公式中：Vn :最小直流輸入電

9、壓(V)Dmax ：最大導(dǎo)通占空比Lp :變壓器初級(jí)電感(mH)I p :變壓器原邊峰值電流(A)f : 轉(zhuǎn)換頻率(KHZ)圖2反激式轉(zhuǎn)換器波形圖由上述理論可知，轉(zhuǎn)換器的占空比與變壓器的匝數(shù)比受限于開(kāi)關(guān)晶體管耐壓與最大集電極 電流,而此兩項(xiàng)是導(dǎo)致開(kāi)關(guān)晶體成本上升的關(guān)鍵因素 ，因此設(shè)計(jì)時(shí)需綜合考量做取舍.反激式變換器一般工作于兩種工作方式：1. 電感電流不連續(xù)模式 DCM (Discontinuous Inductor Current Mode) 或稱(chēng)"完全能量轉(zhuǎn)換"：t on時(shí)儲(chǔ)存在變壓器中的所有能量在反激周期(t off)中都轉(zhuǎn)移到輸出端.2. 電感電流連續(xù)模式 CCM

10、( Continuous Inductor Current Mode) 或稱(chēng)" 不完全能量轉(zhuǎn)換”：儲(chǔ)存在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個(gè)t on周期的開(kāi)始.DCM 和CCM在小信號(hào)傳遞函數(shù)方面是極不相同的，其波形如圖3.實(shí)際上，當(dāng)變換器輸入電壓 VIN在一個(gè)較大范圍內(nèi)發(fā)生變化，或是負(fù)載電流IL在較大范圍內(nèi)變化時(shí)，必然跨越著兩種工作方 式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在 DCM / CCMO能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計(jì)上是比較困難的.通常我們可以以 DCM / CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計(jì)基準(zhǔn).,并配以電流模式控制 PWMt匕法可有效解決DCM寸之各種問(wèn)題, 但在CCM時(shí)無(wú)消除電路固有的不穩(wěn)定問(wèn)題

11、.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度 來(lái)解決CCM寸因傳遞函數(shù)"右半平面零點(diǎn)"引起的不穩(wěn)定.DCM和CCMS小信號(hào)傳遞函數(shù)方面是極不相同的，其波形如圖3.(I) DCM Waveforms(II) CCM Waveforms圖3 DCM / CCM原副邊電流波形圖實(shí)際上，當(dāng)變換器輸入電壓Vn在一個(gè)較大范圍內(nèi)發(fā)生變化，或是負(fù)載電流I l在較大范圍內(nèi)變 化時(shí),必然跨越著兩種工作方式.因此反激式轉(zhuǎn)換器要求在 DCM / CCMfB能穩(wěn)定工作.但在設(shè)計(jì)上是 比較困難的.通常我們可以以DCM CCM臨界狀態(tài)作設(shè)計(jì)基準(zhǔn).，并配以電流模式控制PWM匕法可有 效解決DCMJ之各

12、種問(wèn)題，但在CCMJ無(wú)消除電路固有的不穩(wěn)定問(wèn)題.可用調(diào)節(jié)控制環(huán)增益編離低頻 段和降低瞬態(tài)響應(yīng)速度來(lái)解決 CCM寸因傳遞函數(shù)"右半平面零點(diǎn)"引起的不穩(wěn)定.在穩(wěn)定狀態(tài)下，磁通增量A在ton時(shí)的變化必須等于在"toff”時(shí)的變化，否則會(huì)造成磁芯飽和. 因此，A =V IN t on / N p = V s*t off / Ns即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等于副邊繞組每匝伏特/秒值.比較圖3中DCMW CCMfc電流波形可以知道：DCM犬態(tài)下在Tr ton期間，整個(gè)能量轉(zhuǎn)移波 形中具有較高的原邊峰值電流，這是因?yàn)槌跫?jí)電感值Lp相對(duì)較低之故，使Ip急劇升高所造成的負(fù)

13、面 效應(yīng)是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流，從而要求開(kāi)關(guān)晶體管必須具 有高電流承載能力，方能安全工作.在CCMt態(tài)中，原邊峰值電流較低，但開(kāi)關(guān)晶體在ton狀態(tài)時(shí)有較高的集電極電流值.因此導(dǎo) 致開(kāi)關(guān)晶體高功率的消耗.同時(shí)為達(dá)成CCM就需要有較高的變壓器原邊電感值 Lp,在變壓器磁芯中 所儲(chǔ)存的殘余能量則要求變壓器的體積較 DCM寸要大，而其它系數(shù)是相等的.綜上所述,DCM與CCM勺變壓器在設(shè)計(jì)時(shí)是基本相同的，只是在原邊峰值電流的定義有些區(qū) 別(CCM 時(shí) Ip = I max - I min ).第三節(jié) FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、F

14、LYBAC變壓器設(shè)計(jì)之考量因素：1 .儲(chǔ)能能力.當(dāng)變壓器工作于CCMT式時(shí)，由于出現(xiàn)了直流分量，需加AIR GAP,使磁化曲線(xiàn)向 H軸傾斜，從而使變壓器能承受較大的電流，傳遞更多的能量.P - f*Ve 5 ? H JlrVe:磁芯和氣隙的有效體積.Or P = 1/2L p （I maX2 - I min式中I max, I min為導(dǎo)通周期末，始端相應(yīng)的電流值.由于反激式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線(xiàn) ，磁芯在交、直流作用下的 B.H效果與AIR GA次小有密切關(guān)聯(lián)，如圖4.在交流電流下氣隙對(duì)A Bac無(wú)改變效果，但對(duì)A Hac將大大增加，這是有 利的一面，可有效地減小CORE勺有效磁

15、導(dǎo)率和減少原邊繞組的電感.在直流電流下氣隙的加入可使 COR即受更加大的直流電流去產(chǎn)生 HL,而B(niǎo)dc卻維持不變， 因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和，這對(duì)能量的儲(chǔ)存與傳遞都是有利的.當(dāng)反激變壓器 工作于CCM寸，有相當(dāng)大的直流成份，這時(shí)就必須有氣隙.外加的伏秒值，匝數(shù)和磁芯面積決定了 B軸上A Bac值；直流的平均電流值，匝數(shù)和磁路長(zhǎng) 度決定了 H軸上Hoc®的位置.A Bac對(duì)應(yīng)了 A Hac值的范圍.可以看出，氣隙大A Hac就大.如此， 就必須有足夠的磁芯氣隙來(lái)防止飽和狀態(tài)并平穩(wěn)直流成分 .圖4有無(wú)氣隙時(shí)返馳變壓器磁芯第一象限磁滯回路2 .傳輸功率.由于COREM料特性

16、，變壓器形狀（表面積對(duì)體積的比率），表面的熱幅射，允 許溫升，工作環(huán)境等的不特定性，設(shè)計(jì)時(shí)不可把傳輸功率與變壓器大小簡(jiǎn)單的作聯(lián)系 ，應(yīng)視特定要求 作決策.因此用面積乘積法求得之 AP值通常只作一種參考.有經(jīng)驗(yàn)之設(shè)計(jì)者通常可結(jié)合特定要求 直接確定COREL材質(zhì)，形狀，規(guī)格等.3 .原，副邊繞組每匝伏數(shù)應(yīng)保持相同.設(shè)計(jì)時(shí)往往會(huì)遇到副邊匝數(shù)需由計(jì)算所得分?jǐn)?shù)匝取 整，而導(dǎo)致副邊每匝伏數(shù)低于原邊每匝伏數(shù).如此引起副邊的每匝伏秒值小于原邊，為使其達(dá)到平 衡就必須減小t on時(shí)間，用較長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)傳輸電能到輸出端.即要求導(dǎo)通占空比D小于0.5.使電路 工作于DCMK式.但在此需注意：若Lp太大，電流上升斜率小

17、，t on時(shí)間又短（ 50%）,很可能在"導(dǎo)通 ”結(jié)束 時(shí)，電流上升值不大，出現(xiàn)電路沒(méi)有能力去傳遞所需功率的現(xiàn)象.這一現(xiàn)象是因系統(tǒng)自我功 率限制 之故.可通過(guò)增加AIR GAP和減小電感Lp,使自我限制作用不會(huì)產(chǎn)生來(lái)解決此問(wèn)題.4 .電感值Lp .電感Lp在變壓器設(shè)計(jì)初期不作重點(diǎn)考量.因?yàn)長(zhǎng)p只影響開(kāi)關(guān)電源的工作 方式.故此一參數(shù)由電路工作方式要求作調(diào)整.Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的.如果 設(shè)計(jì)所得Lp大，又要求以CCM&式工作，則剛巧合適.而若需以DC昉式工作時(shí)，則只能用增大AIR GAP降低Lp來(lái)達(dá)到要求，這樣，一切均不會(huì)使變壓器偏離設(shè)計(jì).在實(shí)際設(shè)計(jì)中通過(guò)調(diào)整氣

18、隙大小來(lái)選定能量的傳遞方式（DCM/ CCM）若工彳于DCM&式，傳遞同樣的能量峰值電流是很高的.工作中開(kāi)關(guān)Tr,輸出二極體D以及電容C產(chǎn)生最大的損耗，變 壓器自身產(chǎn)生最大的銅損（I 2R）.若工作于CCMf式，電感較大時(shí)，電流上升斜率低雖然這種狀況下 損耗最小，但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數(shù)鐵磁物質(zhì)產(chǎn)生磁飽和.所以設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)使用一個(gè)折衷的方法，使峰值電流大小適中，峰值與直流有效值的比值比較適中.只要調(diào)整一個(gè)合適的 氣隙，就可得到這一傳遞方式，實(shí)現(xiàn)噪音小，效率合理之佳況.5 .磁飽和瞬時(shí)效應(yīng).在瞬變負(fù)載狀況下，即當(dāng)輸入電壓為VNmax而負(fù)載電流為IO min時(shí)，若Io 突然增加

19、，則控制電路會(huì)立即加寬脈沖以提供補(bǔ)充功率.此時(shí)，會(huì)出現(xiàn)VNmax和Dmax并存，即使只是一 個(gè)非常短的時(shí)間，變壓器也會(huì)出現(xiàn)飽和，引起電路失控.為克服此一瞬態(tài)不良效應(yīng)，可應(yīng)用下述方 法：變壓器按高輸入電壓（VINmax）,寬脈沖（Dmax）進(jìn)行設(shè)計(jì).即設(shè)定低的A B工作模式，高的原邊繞 組匝數(shù)，但此方法之缺點(diǎn)是使變壓器的效率降低.二、變壓器設(shè)計(jì)流程 (Transformer Design Procedure)高Bs、低損耗、低成本Ap = AwAe = (Pt*104) / 2AB*f *J*KuCCM / DCMn =/ (%+%)*%=/ (1-Dmaz) ipp = isp / n ; A

20、lsp =+ isLp = n2Ls ; Ls = (Vo + Vf)*(l-Dmaz)Ts / Isb = 2IOb /(1-D*DNp = Lp*Alpp / (AB*Ae) ; Ns = Np / n1E = 0.4 兀*Lp*Ipp / (AB*Ae) = Np2* |1 o*Ae / Lpdw 二 J(44 / 冗)綜合考量安規(guī)、成本、易制性、 電氣性能、機(jī)械強(qiáng)度等.第四節(jié)Flyback Transformer Design Example一.設(shè)計(jì)步驟：stepOSPEC: VI1T j f0 , VD , I一 口 n, At , CCMDCM , la蛾況.stepl選擇CORE

21、材質(zhì)，確定AB*step2確定CORE SIZE和TYPE.st印3確定臨界電流IOB,st ep4設(shè)定匝數(shù)比n , CHECK Dm招.step5DCM / CCM臨界時(shí)二次AS峰值電流SB計(jì)算.step6計(jì)算原、副邊電感(Lp虬s).st ep7求CCI1時(shí)副邊峰值電流ZXI即.stepS求C5時(shí)原邊峰值電流Alpp.step9確定Np, Ns .stepll計(jì)算線(xiàn)徑，估算銅窗占用率.stepl2估算損耗及溫升，st epl 3結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì).stepl4SAMPLE制作,結(jié)構(gòu)確認(rèn).steplED吸設(shè)計(jì)優(yōu)化.例：60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT

22、: 90 264 Vac 47 63 HZ ;OUTPUT: DC 19V0 3.16A; Vcc = 12 Vdc 0.1A4=0.83 ;f s = 70KHZ ;Duty cylce over 50% t 三40o (表面) 60W ;X'FMR 限高 21mm.CASE Surface Temperature = 78 c .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848, CR6850)Step1.選擇COR時(shí)質(zhì)，確定 B本例為ADAPTER DESIGN,于該類(lèi)型機(jī)散熱效果差，故選擇COR時(shí)質(zhì)應(yīng)考量高Bs,低損耗及高

23、仙i材質(zhì),結(jié)合成本考量，在此選用Ferrite Core,以TDK之PC40 or PC44為優(yōu)選,對(duì)比TDKDATA BOOK,可知PC44材質(zhì)單位密度相關(guān)參數(shù)如下：= 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2100KHZ ,100 cBs = 390mT Br = 60mT 100 c Tc = 215 c為防止X'FMR出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應(yīng)，此例以低 B設(shè)計(jì).選 AB = 60%Bm,即AB = 0.6 * (390 - 60) = 198mT =0.2 TStep2 確定 Core Size 和 Type.1> 求core Ap以確定 sizeAp=

24、Aw*Ae=(Pt*104)/(2 A B*f s*J*K u)=(60/0.83+60)*104/(2*0.2*70*10 3*400*0.2) = 0.59cm4式中Pt = Po / q+Po 傳遞功率；J :電流密度 A / cm2 (300500) ; Ku:繞組系數(shù) 0.2 0.5 .2>形狀及規(guī)格確定.形狀由外部尺寸，可配合BOBBIN,EMI要求等決定，規(guī)格可參考APfi及形狀要求而決定，結(jié) 合上述原則，查閱TDK之DATABOOK知RM10, LP32/13, EPC30均可滿(mǎn)足上述要求，但RM10 和EPC3CM用繞線(xiàn)容積均小于LP32/13，在止匕選用LP32/13

25、 PC44,其參數(shù)如下：Ae = 70.3 mm2Aw = 125.3mm2AL = 2630 ± 25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4Ve = 4498mm3Pt = 164W ( forward )Step3 估算臨界電流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL達(dá)80% Iomax時(shí)為臨界點(diǎn)設(shè)計(jì)變壓器.即：Iob = 80%*I o(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝數(shù)比nn = V IN(min) / (Vo + Vf) * D max / (1-Dmax)VIN(min) = 90*，2 - 20 =

26、 107V=107 / (19 + 0.6) *0.5 / (1- 0.5)=5.5 : 6匝比n可取5或6,在此取6以降低鐵損，但銅損將有所增加.CHECKD max:Dmax = n (Vo +Vf) / V INmin + n (Vo + Vf)= 6*(19 + 0.6) /107 + 6*(19 + 0.6) = 0.52Step5 求 CCM / DCM 臨A Isb = 2Iob / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6計(jì)算次級(jí)電感Ls及原邊電感LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / A Isb = (19

27、+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH = 460此電感值為臨界電感，若需電路工作于CCM則可增大此值，若需工作于DCMM可適當(dāng)調(diào)小此值.Step7 求CCM寸副邊峰值電流 A ispI o(max) = (2 A Is + A I sb) * (1- D max) / 2A Is = Io(max) / (1-Dmax) - ( A ISB / 2 )A Isp = A Isb + A Is = Io(max) / (1-Dmax) + (A Isb/2) = 3.16 / (1-

28、0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM寸原邊峰值電流 AIppAIpp = A Isp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 確定 Np Ns1> NpNp = Lp * AIpp / (AB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因計(jì)算結(jié)果為分?jǐn)?shù)匝，考慮兼顧原、副邊繞組匝數(shù)取整，使變壓器一、二次繞組有相同的安匝值，故調(diào)整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在設(shè)定匝數(shù)比n時(shí)，已有銅損增加，為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選Np = 60 Ts.2> NsNs = Np /

29、n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特?cái)?shù) Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/TsNvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 計(jì)算 AIR GAP1g = Np2* p o*Ae / Lp = 602*4*3.14*10 -7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStepll計(jì)算線(xiàn)徑dw1 dwp| Awp = Ip rms/ J Iprms = Po / q / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 /

30、4 J 取 4A / mm2 or 5A / mm2=0.1 (取 0.35mm*2)2 dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 ( 1.0 mm)2量可繞性及趨膚效應(yīng)，米用多線(xiàn)并繞，單線(xiàn)不應(yīng)大于 0.4,0.4 N A= 0.126mm,刖0.79 (即 Ns 采用 0.4 * 6)3 dwvccAwvcc = Iv / J = 0.1 /4上述繞組線(xiàn)徑均以4A / mm2之計(jì)算，以降低銅損，若結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)線(xiàn)包過(guò)胖，可適當(dāng)調(diào)整J 之取值.4估算銅窗占有率.0.4Aw 呈 Np*rp* 兀(1/2dwp)2 + Ns*rs* 兀(1/2dws)2 + Nvcc*rv* 兀(1/2d

31、wv)20.4Aw 呈 60*2*3.14*(0.35/2) 2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2) 2生 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 19.26 OKStep12估算損耗、溫升1求出各繞組之線(xiàn)長(zhǎng).2求出各繞組之 RDCF口 Rac 100 C3求各繞組之損耗功率4加總各繞組之功率損耗(求出Total值)如:Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN 繞線(xiàn)平均匝長(zhǎng)4.33cm則 Inp = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts貝ij Ins = 10*4.

32、33 = 43.3 cmNvcc = 7TsINvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查線(xiàn)阻表可知： 0.35mm WIRE RDC = 0.00268 Q/cm 100 c0.40mm WIRERdc = 0.00203 Q/cm 100c0.18mm WIRERdc = 0.0106 Q/cm 100cR10oc =1.4*R20c求副邊各電流值.已知Io = 3.16A.副邊平均峰值電流： 副邊直流有效電流： 副邊交流有效電流： 求原邊各電流值:Np*Ip = Ns*Is 原邊平均峰值電流 原邊直流有效電流 原邊交流有效電流Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583AIsrms = V(1-Dmax)*I2spa = V(1- 0.52)*6.5832 = 4.56AIsac = V(I2srms - Io2) = V (4.562-3.162) = 3.29AIppa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097AIprms = Dmax * Ippa