雙管正激同步整流變換器

1、 本科畢業(yè)設(shè)計（論文）雙管正激同步整流變換器*燕 山 大 學2012年6月本科畢業(yè)設(shè)計（論文）雙管正激同步整流變換器學院（系）： 里仁學院 專 業(yè)： 08應電2班 學生 姓名： * 學 號： * 指導 教師： * 答辯 日期： 2012/6/17 燕山大學畢業(yè)設(shè)計（論文）任務書學院： 系級教學單位： 學號*學生姓名*專 業(yè)班 級08應電2班題目題目名稱推挽正激式DC-DC變換器的設(shè)計題目性質(zhì)1.理工類：工程設(shè)計 （ ）；工程技術(shù)實驗研究型（ ）；理論研究型（ ）；計算機軟件型（ ）；綜合型（ ）2.管理類（ ）；3.外語類（ ）；4.藝術(shù)類（ ）題目類型1.畢業(yè)設(shè)計（ ） 2.論文（ ）題目來

2、源科研課題（ ） 生產(chǎn)實際（ ）自選題目（ ） 主要內(nèi)容隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓、大電流的變換器因其技術(shù)含量高，應用廣，越來越受到人 們重視。在開關(guān)電源中，正激式和反激式有電路拓撲結(jié)構(gòu)簡單，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點， 廣泛應用于中小功率電源變換場合。與正、反激式相比，推挽式變換器變壓器利用率高，輸出功率較大，基本不存在勵磁不平衡的現(xiàn)象。因此，一般認為推挽式變換器適用于低壓，大電流，功率較大的場合。應用SG3525設(shè)計一套用于正激電路的低壓大電流變換器及其控制系統(tǒng)，并通過Pspice仿真驗證其閉環(huán)控制性能。基本要求1. 了解正激變換器的基本原理，建立推挽正激式低壓大電流DC-DC變換器的Pspi

3、ce仿真模型；2. 基于SG3525的特性設(shè)計PI控制閉環(huán)系統(tǒng)，給出控制參數(shù)的設(shè)計過程；3. 仿真驗證控制系統(tǒng)的性能。參考資料1. 基于SG3525控制的雙管正激變換器2. SG2525A-REGULATING PULSE WIDTH MODULATORS3. 脈寬調(diào)制電路SG3525AN原理與應用4. SG3525在開關(guān)電源中的應用周 次第 周第 周第 周第 周第 周應完成的內(nèi)容查閱資料、分析原理建立正激式DC-DC變換器的Pspice仿真模型閉環(huán)控制參數(shù)的設(shè)計與整定；仿真驗證；撰寫論文準備答辯指導教師：職稱： 年 月 日系級教學單位審批： 年 月 日 Abstract 摘要隨著電力電子變換

4、器在通訊系統(tǒng)的廣泛應用，低壓大電流功率變換器成為一個重要的研究方向。文章詳細介紹了雙管正激變換器的拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理，闡述了其拓撲結(jié)構(gòu)的特點。利用狀態(tài)空間平均法推導出該變換器的小信號模型，以此為基礎(chǔ)設(shè)計出電壓控制模式的閉環(huán)設(shè)計思想，并指出了如何進行反饋補償器的設(shè)計。本文采用電壓型控制，對該控制方案做了詳細的分析和設(shè)計。對于高頻整流環(huán)節(jié)，由于傳統(tǒng)的二極管整流電路正向壓降大而導致?lián)p耗大，極大地影響整個變換器的工作效率，而無法滿足低電壓大電流開關(guān)電源高效率、小體積的需要。新一代的功率MOSFET由于具有導通電阻極低的特點而成為低電壓大限流功率變換器的首選整流器件。本文介紹了利用功率MOSFET構(gòu)成同

5、步整流電路的工作原理、驅(qū)動方式，并對整流MOSFET的雙向?qū)щ娞匦赃M行了說明。關(guān)鍵詞雙管正激；電壓型控制；同步整流AbstractWith the power electronic converters in communication systems widely used, low-voltage high-current power converters to become an important research direction. The article describes in detail a two-transistor forward converter topology

6、 structure and working principle, the characteristics of its topology. State space averaging method to derive the small-signal model of the converter, as the basis for the closed-loop voltage control mode design ideas, and pointed out how the design of feedback compensators. In this paper, voltage c

7、ontrol, the control program to do a detailed analysis and design. The link for the high-frequency rectifier, the forward voltage drop of the diode rectifier circuit big lead to loss, which greatly affect the efficiency of the converter, unable to meet the needs of low-voltage high-current switching

8、power supply high efficiency, small volume. A new generation of power MOSFET with low-resistance characteristics to become the preferred deadline flow of low-voltage power converter rectifiers. This article describes the use of power MOSFET synchronous rectifier circuit works, drive way, two-way ele

9、ctrical properties and rectifier MOSFET are described.Keywordstow-transistor forward converter；Voltage mode control Synchronous rectificationII 目 錄摘要IIAbstractIII第1章 緒論11.1 開關(guān)電源的發(fā)展11.2低電壓、大電流的開關(guān)電源的開發(fā)11.3 本章小結(jié)3第2章 雙管正激的拓撲結(jié)構(gòu)及原理分析42.1 主電路構(gòu)成42.2工作原理42.3電容C的作用52.4正激變換器的小信號模型的推導與分析52.5電壓型控制112.6開關(guān)電源的頻域建模1

10、22.6.1 電氣系統(tǒng)建模122.6.2 系統(tǒng)的穩(wěn)定性和穩(wěn)定裕度132.6.3電壓型控制正激變換器142.6.4 普通誤差放大補償器的設(shè)計162.6.5 極點零點補償器162.7本章小結(jié)19第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析203.1 同步整流技術(shù)介紹203.2肖特基整流管的損耗分析203.3同步整流的工作原理和特性213.3.1 同步整流的基本工作原理213.3.2同步整流管的主要參數(shù)233.4同步整流的驅(qū)動方式243.4.1 外驅(qū)動與自驅(qū)動同步整流243.4.2電壓型自驅(qū)動同步整流253.4.3 電流型自驅(qū)動同步整流283.5 SR 的控制時序與同步整流電路293.6 本章小結(jié)3

11、1第4章 主電路及控制電路參數(shù)的設(shè)計314.1 主電路參數(shù)設(shè)計314.2控制電路參數(shù)設(shè)計334.3補償網(wǎng)絡(誤差放大器)374.4 本章小結(jié)38第5章 實驗結(jié)果及分析38結(jié)論41參考文獻42致謝43附錄144附錄245附錄348附錄455附錄571第1章 緒論第1章 緒論1.1 開關(guān)電源的發(fā)展 按電力電子的習慣稱謂，AC-AC稱為整流，DC-DC稱為逆變，AC-AC稱為交流-交流直接變頻，DC-DC稱為直流-直流變換器。為達到轉(zhuǎn)換目的，手段是多樣的。20世紀60年代前，研發(fā)了半導體器件，并以此器件為主實現(xiàn)這些轉(zhuǎn)換。電力電子科學從此形成并有了近30年的迅速發(fā)展。所以，廣義地說，凡用半導體功率器件

12、作為開關(guān)，將一種電源形態(tài)轉(zhuǎn)變成為另一形態(tài)的主電路都叫做開關(guān)變換器電路；轉(zhuǎn)變時用自動控制閉環(huán)穩(wěn)定輸出并有保護環(huán)節(jié)則稱為開關(guān)電源（switching power supply）。開關(guān)電源主要組成部分是DC-DC變換器，因為它是轉(zhuǎn)換的核心，涉及頻率變換。目前DC-DC變換中所用的頻率提高最快，它在提高頻率中碰到的開關(guān)過程、損失機制，為提高效率而采用的方法，也可作為其他轉(zhuǎn)換方法參考。本文研究的對象為雙管正激變換器，它是一種直流功率變換器，直流功率變換器按輸入與輸出之間是否有電氣隔離可分為兩類：非隔離直流變換器和隔離直流變換器。隔離直流變換器通常是在非隔離變換器拓撲的基礎(chǔ)上，加入變壓器實現(xiàn)輸入輸出間的電

13、氣隔離。1.2低電壓、大電流的開關(guān)電源的開發(fā)（1）低電壓、大電流變換器的要求數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)的速度和效率日益提高，新一代微處理器的邏輯電壓低達1.1-1.8V，而電流50-100A，其供電電源低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，又稱為電壓調(diào)整器模塊（VRM）。新一代未處理器對VRM的要求是：輸出電壓很低，輸出電流大，電流變化率高，響應快等。（2）雙管正激電路的特點及發(fā)展現(xiàn)狀單管正激式和反激式開關(guān)電源的高頻變壓器只工作在磁滯回線的第一象限，只有單一方向的磁通，利用率不高；推挽式電路的按對稱轉(zhuǎn)換的原則工作，兩個開關(guān)管輪流導通，磁芯雙向磁化，但是每一時刻原邊只有一個繞組有電流流過，繞組的利用率和效率

14、較低，如果副邊繞組也帶中心抽頭，則繞組利用率更低；半橋式變換器的開關(guān)管在開關(guān)時開關(guān)電壓值減小為直流輸入的一半，但與推挽式變換器相比，輸出相同的功率，開關(guān)管導通時的電流增加了一倍；全橋式變換器的變壓器與半橋式變換器一樣都工作于一、三象限，磁芯雙向磁化，變壓器的利用率較高，理論上開關(guān)管電壓應力為輸入電壓，輸出相同功率，開關(guān)管流過的電流為半橋式變換器的一半，因而可以應用在較大功率的場合。但是推挽式、半橋式、全橋式變換器均存在變壓器磁通不平衡即直流偏磁問題，這是由開關(guān)管的開關(guān)特性差異或驅(qū)動的不對稱引起的，需要采用電流型控制策略或在變壓器初級串入一隔直電容加以抑制。雙管正激變換器由于結(jié)構(gòu)簡單、可靠性好、

15、成本低廉、在工業(yè)領(lǐng)域的大中小功率場合得到了廣泛的應用。雙管正激變換器把兩只開關(guān)管串接起來使用，變壓器原邊串接在兩個功率管中間，并在兩個功率開關(guān)管與變壓器兩端并聯(lián)一個二極管，使開關(guān)管上承受的電壓為輸入電壓的1/2，降低了開關(guān)管的電壓應力，較單管正激變換器相比更適應與輸出大功率場合，而且其磁復位也比單管正激變換器容易。而和反激變換器相比，其變壓器不再起點感作用，而是一個完全意義上的變壓器，只起輸入輸出隔離和電壓變化的作用，只儲存激磁所需的少量能量。雙管正激變換器的自身結(jié)構(gòu)可以看作是有一個開關(guān)管跟一個二極管串聯(lián)組成的兩個橋臂構(gòu)成，所以不存在橋臂直通的問題，相對于全橋、半橋變換器來說可靠性好。隨著DC

16、-DC變換器技術(shù)的發(fā)展，軟開關(guān)、諧振變換技術(shù)的應用，DC-DC變換器電路的工作方式，從最初的硬開關(guān)PWM式，向諧振式和諧振PWM式方向發(fā)展。每一種工作方式都有它的優(yōu)點和不足，往往適用于某一種或應用場合。正激變換電路適用于小功率DC-DC變換器中，而且其控制方便等優(yōu)點而得到廣泛的應用。（3）同步整流在開關(guān)電源中的應用隨著超大規(guī)模集成電路的集成度越來越來高、尺寸不斷減小、工作頻率不斷提高和功耗不斷降低，其供電電源的電壓也隨之要求越來越低、電流卻不斷增大。例如新一代高速數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)要求電源輸出80-100A，0.8-1.2V。輸出電壓為3-5V的DC-DC開關(guān)變換器，一般采用肖特基勢壘二極管作為輸出

17、整流管，由于材料物理特性和制造工藝水平的限制，其正向壓降約為0.3-0.6V、甚至達到1V，大電流時的通態(tài)功耗很大在輸出電壓低于3V的開關(guān)變換器的總損耗中將占主要比重，例如可能達到50%。而現(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，以降低到幾乎可以和SBD正向電壓科比的程度。SBD不能滿足低壓大電流輸出變換器的效率要求，利用功率MOS管導通時正向壓降小的特點，降功率MOS管反接，可以作為低電壓輸出開關(guān)變換器的功率整流二極管使用，稱為同步整流管。1.3 本章小結(jié)本章對于開關(guān)電源的發(fā)展做了一些概括，對低壓大電流的開關(guān)電源的發(fā)展現(xiàn)狀做了介紹。對雙管正激變換器的特點及現(xiàn)狀做了說明，并且將雙管正激電路和其他的拓撲電路

18、進行的簡單的對比。3第2章 雙管正激拓撲結(jié)構(gòu)及結(jié)果分析第2章 雙管正激的拓撲結(jié)構(gòu)及原理分析2.1 主電路構(gòu)成在開關(guān)電源中，單晶體管正激變換器由于晶體管承受電壓高容易擊穿，所以可以用兩個晶體管串聯(lián)起來來作一個管子用，這在高電壓晶體管較少的早期不失為常用辦法之一。如果加上D1、D2二極管，如圖2.1接線，則組構(gòu)成雙晶體管正激變換器。由于目前工藝水平，主開關(guān)管的工作電壓不能太高，400V左右的管子價格低廉一些，用在圖2.1所示的電路中是十分合適的。圖2.1 雙管正激主電路圖2.2工作原理下面對照電路圖對電路原理進行說明。Q1、Q2同時導通或同時關(guān)斷。在導通時 電源電壓Vin加到變壓器T的原邊繞組上。

19、在穩(wěn)態(tài)下，由于上一周期工作時電感線圈L已建立的電流，通過D4進行導通，構(gòu)成了負載Io的續(xù)流電路。新周期開始，副邊繞組由于原邊繞組Q1、Q2的導通有了感應電動勢。副邊繞組、二極管D3很快建立電流，其速度受制于變壓器和副邊電路的漏感。因為在導通瞬間Lo上流過的電流Il保持不變。所以，由于D3的電流建立，二極管D4的電流必隨之等同的快速減小。當D3中的正向電流增加到原先流過D4的電流值時，D4則轉(zhuǎn)為關(guān)斷，而且L的輸入端電壓將增加到副邊席線圈電壓Vs（減去Vd3）。與此同時開始了正激能量傳遞狀態(tài)。前面的動作時間只占到整個傳遞期間期間非常小的部分，其大小依漏感而定。一般電流在1us內(nèi)，就建立，但是在低壓

20、大電流傳遞時，漏感影響電流的建立非常明顯，甚至大到占了全導通期間的相當大的比例。這時就影響了能量的傳遞。因此漏感應盡可能的小。一般情況下，在導通期間的大部分，LC濾波器上電壓為(Vs-Vo)，電流Il按公式計算為：這個副邊繞組電流可以按一般變化關(guān)系式：n=Np/Ns折算到原邊繞組。即：Ip=Is/n除了這個折算副邊電流外，一個原邊電感Lp所定義的磁化電流將流過原邊線圈。此次化電流使變壓器的磁區(qū)存儲能量，并且這個存儲能量在關(guān)斷瞬間產(chǎn)生反激作用。線路中，通過二極管D1、D2的導通，Q1、Q2電壓都限制在Vs值上。因為此回饋電壓與原來正向電壓近似相等，所以儲存能量的回饋時間約等于之前的導通時間（伏秒

21、值相等）。因此對于這種形式的電路，導通與關(guān)斷時間各占周期的50%。在主開關(guān)管關(guān)斷瞬間，副邊繞組電壓反響，且整流二極管D3關(guān)斷。在L反激下D4導通。構(gòu)成續(xù)流回路。D4導通后，副邊上端電壓與負載端“-”相同。Lo兩端電壓即為負載端電壓Vo。由于帶載緣故Il續(xù)流逐漸減小，降到原來啟動值時，主開關(guān)管又導通，又開始了新的工作周期，如此周而復始。2.3電容C的作用電容C的主要作用是減小輸出電壓和存儲一定的能量。電容C中的ESR和ESR對于零極點的配置還是有相當大的影響的，在設(shè)計樣機時會對它的影響進行簡單介紹并且進行解決。2.4正激變換器的小信號模型的推導與分析由于雙管正激變換器的兩個開關(guān)管是同時開通和關(guān)斷

22、的，因此其工作過程和單管正激變換器幾乎沒有區(qū)別，而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來，Buck 電路如下圖所示。在 Buck 變換器的基礎(chǔ)上添加一個變壓器以實現(xiàn)電氣隔離和能量傳輸即可得到正激變換器。因此分析 Buck 變換器模型可以得到正激變換器的具體工作過程。為了獲得 Buck 開關(guān)變換器的基本工作特性而又簡化分析，假定以下理想條件成立：（1）開關(guān)管 T 和二極管 D 從導通變?yōu)樽钄?，或從阻斷變?yōu)閷ǖ倪^渡過程時間均為零，且通態(tài)電壓為零，斷態(tài)漏電流為零；（2）在一個開關(guān)周期中，輸入電壓 Vin 保持不變，輸出濾波電容電壓即輸出電壓 Vo 有很小的紋波，在分析開關(guān)電路變換特性時，可認為

23、 Vo 保持不變，其值為輸出的直流電壓平均值 Vo；（3）電感和電容均為無損耗的理想儲能元件；圖2.4 buck電路原理圖圖2.5 開關(guān)管導通時等效電路圖（4）線路阻抗為零。圖 2.4 所示電路在一個周期的Ton時間和Toff 時間內(nèi)等效電路圖分別如下圖 2.5、2.6 所示。下面以此電路模型為基礎(chǔ)推導 Buck 的狀態(tài)空間表達式。假設(shè)電感電流連續(xù)，則Ton 時間內(nèi)，電感電流線性增加， （2-1） （2-2）圖2.6 開關(guān)斷開時等效電路圖T 時間內(nèi)，電感電流線性減小，依圖 2.6（b） （2-3） （2-4）以IL、Vc為狀態(tài)變量，分別列出T on、T off時間內(nèi)狀態(tài)方程表達式。在0s t

24、dT期間： （2-5） （2-6）簡寫成 （2-7） （2-8）在dT<=t<=Ts期間 （2-9） （2-10）簡寫成 （2-11） （2-12）將式（2-11）、（2-15）按占空比的影響求平均值，得到下式 （2-13）同理可得 （2-14）式中現(xiàn)在對基本狀態(tài)平均方程組施加擾動， 將以上式子代入式（2-17）、（2-18）得：（2-15） （2-16） 將穩(wěn)態(tài)分量與擾動分量分離成二組方程，其中穩(wěn)態(tài)方程即為式（2-17）、（2-18），擾動方程如下，（2-17）式（2-16）、式（2-17）有、兩項，故是非線性化方程，為了線性化，假設(shè)動態(tài)分量遠小于穩(wěn)態(tài)量，即，則、可以忽略，同時記

25、，因此上兩式可以化簡為： （2-18） （2-19）上兩式即為動態(tài)低頻小信號狀態(tài)平均方程，是一個線性非時變方程，將它進行拉氏變換，轉(zhuǎn)至 S 域： （2-20） （2-21） 求解得， （2-22） （2-23）由上兩式可求得各傳遞函數(shù) （2-24） （2-25） （2-26）據(jù)此可以繪出波德圖進行校正分析。另外從穩(wěn)態(tài)方程（2-17）、（2-18）可求解得靜態(tài)解 （2-27） （2-28）式（2-29）（2-34）即為狀態(tài)空間平均方程的小信號動態(tài)解和靜態(tài)解。它以解析形式描述了低頻小信號擾動下的特性，但還不夠直觀，如果以為電源，為輸出，可以繪出狀態(tài)空間平均法等效電路。適用于 Buck、Boost

26、和 BuckBoost 三種基本電路的標準化等效電路模型如下圖 2.7 所示。研究表明，Buck、Boost 和 BuckBoost 變換器，用小信號方程及等效電路觀點來看其結(jié)構(gòu)時，都是相同的，不同點只是電路中各元件值及電路方程所對應的常數(shù)值不相同而已。所以可以得到一個重要的概念：任何一種工作方式的開關(guān)變換器的小信號模型，都可以用有相同的拓撲結(jié)構(gòu)和相同類型的電路元件來表示。圖 2.7 連續(xù)工作模式下變換器的小信號模型可以看到上圖將電路分成三個部分，每個部分表示了開關(guān)電源的固有特性。第一部分表示對于小信號d 的控制特性；第二部分表示直流變壓隔離器模型，其變比為電壓增益 M ( d )；第三部分表

27、示開關(guān)電源所用的低通濾波器，其參數(shù)為H e。通過式（2-29）（2-34）可得到 Buck 電路的如圖 2-8 所示小信號模型的具體參數(shù)，又由于正激變換器只是添加了隔離變壓器到 Buck 電路，通過繞組折算的方法可得到正激變換器的小信號模型如下圖所示，觀察可知匝比只是改變了模型中M、E、J 因子。則由上圖知正激變換器的動態(tài)小信號傳遞函數(shù)為：式（2-36）又被稱為控制到輸出的傳遞函數(shù)，式（2-36）中 n 為變壓器變比N2/N1。2.5電壓型控制電壓型控制VMC（Voltage-mode control）是開關(guān)變換器最基本的一種控制方式，屬于單閉環(huán)負反饋控制方式。為了觸發(fā)、驅(qū)動開關(guān)變換器的功率開

28、關(guān)管，需要將連續(xù)信號調(diào)制為脈沖信號，其中脈寬調(diào)制，簡稱PWM（pulse width modulation），是開關(guān)變換器常用的一種調(diào)制模式。也可以采用其他調(diào)制方式，如脈沖頻率調(diào)制模式，簡稱PFM（pulse frequency modulation）等。脈寬調(diào)制模式控制的原理是：變換器的輸出電壓被檢測后，與給定（基準）值Vr相比較，電壓誤差信號經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器（放大器）放大后，生成控制信號Vc，作用于脈寬調(diào)制電路，將模擬電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)殚_關(guān)脈沖信號，驅(qū)動功率開關(guān)管。因為脈沖信號寬度隨Vc而變化，從而改變輸出電壓，構(gòu)成單閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)。開關(guān)信號的頻率是不變的，導通脈沖寬度（簡稱脈寬）為DT，D為占

29、空比，T為開關(guān)周期。圖2.9所示為DC-DC PWM變換器的電壓控制原理框圖，該系統(tǒng)包括主電路和控制電路?？刂齐娐吠ǔ２捎脤Ｓ眉煽刂破?，除了脈寬調(diào)制外，還有過電壓保護、過電流保護、前饋控制（一種開環(huán)控制）以及軟啟動等電路環(huán)節(jié)。脈寬調(diào)制器是一個比較器，將控制信號Vc與頻率一定的鋸齒波電壓進行比較，產(chǎn)生脈沖序列，如圖2.10所示。因此在集成控制電路中還包括一個頻率一定的時鐘信號和鋸齒波發(fā)生器，時鐘頻率決定了PWM變換器的開關(guān)頻率。設(shè)鋸齒波電壓幅值為Vm，鋸齒波寬為T（決定了開關(guān)周期）控制信號Vc與鋸齒波又一次相交，決定了這時的PWM輸出，脈沖寬度dT?？梢?，在相交點Vo/Vi=D。DC-DC開關(guān)

30、變換器的輸出-輸入電壓比Vo/Vi與占空比D有關(guān)，即Vo/Vi=f(D)。任何原因使負載電壓Vo變化時，由于系統(tǒng)的負反饋控制作用，PWM輸出脈沖寬度（即占空比D）自動調(diào)整，從而自動實現(xiàn)穩(wěn)壓，使Vo的變化保持在給定值附近的容許范圍之內(nèi)。圖2.9 DC-DC變換器電壓型控制原理框圖2.10 脈寬調(diào)制器PWM原理2.6開關(guān)電源的頻域建模2.6.1 電氣系統(tǒng)建模方框圖是自動調(diào)節(jié)（控制）系統(tǒng)中個單元的功能和信號流的一種圖解，也是一種數(shù)學模型，它表示個單元間相互關(guān)系和信號流動的情況，方框圖并不等同于圖系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖，圖2.11是一個單環(huán)控制的開關(guān)電源系統(tǒng)方塊圖，方塊圖可用以分析小信號擾動作用下系統(tǒng)的瞬態(tài)性

31、能。方塊圖中，每個單元是一個方塊，用傳遞函數(shù)G（s）描述方塊的輸出Y（s）輸入信號X（s）的關(guān)系：G(s)=Y(s)/X(s)圖2.11 單環(huán)控制的開關(guān)電源系統(tǒng)方框圖圖2.11中，負載電流和輸入電壓是小信號擾動。G（s）=K1（s）K2（s）Go（s）為開關(guān)變換器的控制輸出傳遞函數(shù)。K1（s）和K2（s）是電壓控制器和脈寬調(diào)制器（PWM）的傳遞函數(shù)，K2（s）近似與鋸齒波幅值成反比。K2(s) = =1/VmH（s）為電壓檢測器的傳遞函數(shù)；Z（s）為開關(guān)變換器的等效輸出電阻抗。為給定的基準電壓。開環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)和閉環(huán)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)是不同的，前向通道的傳遞函數(shù)為G（s），反饋通道的傳遞函數(shù)為H

32、（s）。系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為G(s)H(s)。閉環(huán)傳遞函數(shù)為/=G(s)/1+G(s)H(s)，閉環(huán)傳遞函數(shù)的分母多項式稱為系統(tǒng)的特征多項式。 2.6.2 系統(tǒng)的穩(wěn)定性和穩(wěn)定裕度設(shè)計一個自動調(diào)節(jié)系統(tǒng)，首先要保證其穩(wěn)定性，并使系統(tǒng)有足夠大的穩(wěn)定儲備，即在對數(shù)頻率特性圖上表現(xiàn)出足夠的穩(wěn)定裕度，包括增益欲量，其定義可在系統(tǒng)的開環(huán)頻率上了解。增益裕量：式中的w1相頻特性曲線穿越-180度時的頻率，稱為相位交越頻率。以分貝數(shù)表示的Kg>0時，系統(tǒng)是穩(wěn)定的。相位欲量為=180°+G(jc)式中c幅頻特性曲線穿越0db時的頻率，稱為增益交越頻率或穿越頻率，由G(jc) =1求得。與阻尼比相關(guān)

33、。對于二階閉環(huán)系統(tǒng)，不同的的相應計算見表。00.20.40.60.81023°45°60°70°75°當=0時，相頻特性正好在c處穿越-180°，即c=1，則=0.即系統(tǒng)穩(wěn)定裕量為零，這時的時域響應為等幅震蕩。<0，Kg<0系統(tǒng)是不穩(wěn)定的。一般要求所設(shè)計的系統(tǒng)，增益裕量大于6db，相位裕量為30°60°，如果穩(wěn)定裕量過小，則系統(tǒng)階躍響應的震蕩次數(shù)較多，超調(diào)量加大；如果穩(wěn)定裕量過大，則系統(tǒng)響應太慢，調(diào)節(jié)時間長。 2.6.3電壓型控制正激變換器這類拓撲包括用傳統(tǒng)電壓控制方法的Buck、正激式、推挽式、半橋和

34、全橋電路。典型的電路如圖2.12所示。圖中使用了一個變壓器。第一步要確定系統(tǒng)的直流增益，即增益曲線的起點。直流增益可以用下式求得：Adc=Vout/Vi=（Vin/Vc）*（Nsec/Npri）式中Vc三角波發(fā)生器的輸出電壓峰峰值。把直流增益轉(zhuǎn)換成分貝表示就是Gdc=20log（Adc）Gdc就是博德圖上的起始點。圖2.12 典型控制的正激變換器的控制到輸出特性模型主極點是由輸出LC濾波器發(fā)生的，它表現(xiàn)為一個雙重極點，這個雙重極點上“Q”現(xiàn)象通?？梢院雎浴Ｔ陬l率超過轉(zhuǎn)折頻率后，增益是以-40dB下降的。相位在1/10轉(zhuǎn)折頻率處就開始有比較明顯的滯后了，到10倍轉(zhuǎn)折頻率時就滯后了180°

35、;。雙極點的位置由下式?jīng)Q定： （2-37）式中Lo和Co輸出LC濾波器的電感值和電容值，單位為H和F。如果多路輸出的電源，濾波器的值要采用被檢測量最大的輸出上的值。接下來是由輸出濾波電容等效串聯(lián)電阻ESR與輸出濾波電容本身引起的零點，該零點轉(zhuǎn)折頻率為： （2-38）該零點在控制到輸出特性上，使高于轉(zhuǎn)折頻率處的增益和相位增加，這會引起電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題。不幸的是，很多電容廠商并沒有給出它們的電容的ESR值，通常輸出濾波電容引起的零點范圍如下：電解電容：15kHz鉭電容：1025kHz從這里可以看到，選擇不同的輸出濾波電容會改變控制到輸出特性，輸出濾波電容有時會對電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生很不利的影響。電

36、壓型控制的正激式變換器的控制到輸出特性見圖2.13圖2.13電壓型控制正激式變換器的控制到輸出特性2.6.4 普通誤差放大補償器的設(shè)計再設(shè)計誤差放大補償器時，要遵循下面四條規(guī)則。只要合理地遵循這四條規(guī)則，就可以設(shè)計出比較好的補償器。1、 在所有增益大于0dB的頻率處的閉環(huán)相位不要超過-360°。2、 閉環(huán)增益的穿越頻率盡可能高，這樣就可以提高系統(tǒng)的暫態(tài)響應。3、 閉環(huán)的直流增益盡可能大，這樣可以提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)精度。4、 通常閉環(huán)增益曲線斜率以-20dB/dec下降。另外要考慮的是，所使用的運算放大器數(shù)據(jù)手冊上提供的增益帶寬，如果運算放大器的工作頻率很低，設(shè)計出來的補償器有可能不能工作

37、。本次設(shè)計中的電壓型控制正激變換器最適合的補償器類型為單極點單零點形式的。2.6.5 極點零點補償器這種方法用在具有單極點濾波響應的拓撲中。該補償器有直流增益大、相位超前的特性，這也給設(shè)計者提供了對電源補償器進行修正的可能。補償器的電流圖和伯德圖見圖2.14。 這種補償方法在直流處有一個極點，通過提高誤差放大器的開環(huán)增益來改善輸出調(diào)節(jié)性能。在輸出濾波器最低極點頻率或以下引入一個零點，以補償濾波器幾點引起的相位滯后。這實際上是減少誤差放大器零點與極點間的相位滯后量。這種補償器在理論上相位上限為-180°（也就是使相位增加了+90°）.相位增加的地方應該設(shè)計在控制到輸出特性相位

38、滯后最嚴重處。補償器的最后一個極點用來衰減高頻分量，以抵消輸出濾波電容ESR引起的零點作用。閉環(huán)伯德圖見圖2.15。在設(shè)計補償器之前，要先確定控制到輸出特性的直流增益。在計算這些值時，要用最大輸入電壓來計算，這樣計算出來的才是最大直流增益（最壞環(huán)境）。接著確定最大的閉環(huán)增益穿越頻率，這個頻率小于開關(guān)頻率的1/5比較合理。圖2.14 極點-零點補償方法閉環(huán)增益的穿越頻率確定后，就要確定在穿越頻率處是控制到輸出特性增益曲線提升到0dB所需要增加的增益量。圖2.15 極點-零點補償器用在電壓變換器的例子接下來的工作是確定誤差放大器的補償零點和極點的位置。零點設(shè)計在濾波器呈現(xiàn)出來的最低極點處。這是由于

39、電壓型控制正激變換器極點的頻率位置隨負載等效電阻變化而變化。負載最輕時，極點的頻率位置也最低。誤差放大器的高頻補償極點設(shè)計在控制到輸出特性曲線上由于濾波電容ESR引起的零點頻率處。簡而言之：這些確定后，就可以計算各個器件的參數(shù)了。由于輸入電阻R1就是反饋電壓的分壓器上端電阻，是已知的。反饋補償器的參數(shù)可以根據(jù)下面的一些式子計算：式中Axo在穿越頻率處所需要提供的增益絕對量（不是dB值）。誤差放大器提升的相位量如下：相位的提升量與誤差放大器這一對零點-極點間的距離成比例，但這是次要的，因為誤差放大器的極點和零點主要是用來補償控制到輸出特性中最壞情況下的零點和極點。由于ESR引起的實際零點與電容廠

40、商和型號有關(guān)，如果相位裕度低于30°（也就是滯后-330°），就要改變補償器極點位置。2.7本章小結(jié)本章對于雙管正激主電路進行了原理分析，對于其小信號模型進行了介紹，對于補償網(wǎng)絡也進行了相應的說明，對于以后設(shè)計一個電源模型做了鋪墊。37第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析第3章 同步整流管雙向?qū)щ娞匦约罢鲹p耗分析3.1 同步整流技術(shù)介紹 隨著超大規(guī)模集成電路的集成度越來越高、尺寸越來越小、工作頻率不斷提高和功率損耗不斷降低，其供電電源的電壓也隨之要求越來越低、電流卻不斷增大。例如新一代高速數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)要求電源輸80100A，0.81.2A。輸出電壓為35V的DC-

41、DC開關(guān)變換器，一般采用肖特基勢壘二極管（schottky barrier diode,SBD）作為輸出整流管，由于材料物理特性和制造工藝水平的限制，其正向壓降約為0.3-0.6V、甚至達到1V，大電流時的通態(tài)損耗很大，在輸出電壓低于3V時的開關(guān)變換器的總損耗中將占主要比重，例如可能達到50%。而現(xiàn)代高速集成電路的電源電壓，已降低到幾乎可以和SBD正向壓降可比的程度。SBD不能滿足低壓大電流輸出變換器的效率要求，利用功率MOS管導通時正向壓降小的特點，將功率MOS管反接，可以作為低電壓輸出開關(guān)變換器的功率整流二極管使用，稱為同步整流管。3.2肖特基整流管的損耗分析SBD作為DC-DC變換器輸出

42、整流二極管時，其功耗可分析如下。設(shè)DC-DC變換器輸出電壓為Vo，SBD正向壓降為Vf。為簡化分析，不考慮輸出整流電路的開關(guān)損耗，可得：Pf/Po=Vf*If/（Vo*Io） （3-1）式中Pf與Po分別為SBD功耗DC-DC變換器輸出功率。對于某些整流電路，如中點抽頭全波整流，有：If=Io （3-2）故有：Pf/Po=Vf/Vo （3-3）即Vf/Vo反稱為應了功率比Pf/Po大小。表3-1給出SBD（假設(shè)Vf=0.4V）作用DC-DC變換器的輸出整流管時，整流損耗與輸出功率的比值表3-1 SBD（Vf=0.4V）作用輸出整流管時的整流損耗；由表3-1可見，在DC-DC變換器中應用SBD作

43、為輸出整流管，當Vo降到0.8V時，即使SBD的Vf低至0.4V，整流損耗仍高達輸出功率的50%?？梢?，降低整流損耗成為提高低壓輸出DC-DC變換器效率的關(guān)鍵。Vo/V53.30.8Pf/Po=Vf/Vo（%）812503.3同步整流的工作原理和特性功率MOSFET器件（以下簡稱功率MOS管）制造技術(shù)的迅速進步，使低壓功率MOS管的通態(tài)電阻Rds on可以達到足夠的水平，使得在很大的導通電流下，其等效正向壓降也很小。因此，從20世紀80年代初開始，國際電源界研究開發(fā)同步整流技術(shù)，即用通態(tài)電阻很低的功率MOS管反接，代替SBD，用于低電壓大電流輸出的DC-DC變換器中，稱為同步整流管（synch

44、ronous rectifuer，SR），目的是減小整流損耗。20世紀80年代初，日本電氣公司就已經(jīng)開發(fā)了用作SR的MOS管，通態(tài)電阻為13m，輸入電容為6.3nF，體二極管反向恢復時間Trr=300ns，擊穿電壓為60V，門極控制電壓15V。近年來，專門開發(fā)的低Rds on已經(jīng)可以低至1-2m，門極控制電壓可以降低至5V以下。3.3.1 同步整流的基本工作原理圖3.1給出N溝道MOS管構(gòu)成的同步整流管SR和SBD整流管的電路圖形符號，整流二極管有兩極:陽極A和陰極K。功率MOS管有三極：漏極D、源極S和門極G用作同步整流管時，降功率MOS管反接使用，即源極S接電壓正端，相當于二極管的陰極A；

45、漏極D接電壓負端，相當于二極管的陰極K；當功率MOS管在門極G信號作用下導通時，電流有源極S流向漏極D。而功率MOS管作為開關(guān)使用時，漏極D接電壓正端，源極S接電壓負端；導通時，相當于開關(guān)關(guān)閉，電流漏極流向源極。圖3.1 MOS管符號和二極管符號同步整流管源漏間有寄生的體二極管，還有輸出結(jié)電容（此處未畫出），驅(qū)動信號加在門極和源極（G-S）間，是一種可控的開關(guān)器件。SR關(guān)斷時，電流仍可以由體二極管流通。不過，SR體二極管的正向?qū)▔航岛头聪蚧謴蜁r間都比SBD大得多，因此，一旦電流流過SR的體二極管，則整流損耗將明顯增加。由于同步整流是由可控的三端半導體開關(guān)器件實現(xiàn)，因此，必須要有符合一定的時序

46、關(guān)系的門極驅(qū)動信號控制它，使之像二極管一樣地開通和關(guān)斷。驅(qū)動方法對SR的整體性能影響很大，因此門極驅(qū)動信號往往是設(shè)計同步整流電路必須解決的首要問題。例如，SR開通過早或過晚，可能造成短路，而開通過晚或關(guān)斷過早，又使SR的體二極管導通，使整流損耗和器件應力增大。綜上所述，當功率MOS管反接時可以作為SR使用，其特點是：（1） SR是一個可控的（三級）開關(guān)器件，在門極和源極間家驅(qū)動信號，可以控制功率MOS管源極S和漏極D之間的通、斷。（2） 門極驅(qū)動信號和源極電壓同步，例如源極為高電平時，驅(qū)動信號也是高電平，MOS管導通；反之，源極為低電平，MOS管關(guān)斷；則自然實現(xiàn)了整流，電流只能源極S流向漏極D

47、。由于是通過門極信號和源極電壓同步來實現(xiàn)整流，因此這種整流稱為同步整流。（3） 用于開關(guān)變換器中的同步整流管代替SBD在為整流管或續(xù)流管工作時，必須保證門極有正確的控制時序，使其工作于開關(guān)變換器的主開關(guān)管工作同步協(xié)調(diào)。因此不同的開關(guān)變換器拓撲，同步整流管的控制時序是不同的。同步整流管的控制時序?qū)⒃谝院蠼榻B。（4） 在功率MOS管反接情況下，它固有的體二極管極性確是正向的。有時要利用它先導通，以便到過渡到功率MOS管進入整流狀態(tài)。但由于體二極管正向壓降大，常常不希望它導通或?qū)〞r間太長。 3.3.2同步整流管的主要參數(shù)功率MOS管用用作同步整流，在三個關(guān)鍵參數(shù)：功耗、阻斷電壓、體二極管的回復時間

48、。1.功耗 SR的功耗可用公式近似表示為： （3-4）式中 第一項正向通太損耗，Ifms為正向電流有效值；Rdson功率MOS管通態(tài)電阻；第二項開關(guān)過程中功率MOS管輸入電容充放電引起的損耗，其中f為開關(guān)頻率；Ci等效輸入電容；Vgs門極驅(qū)動電壓。由式可以看出，功耗與Rdson和Ci有關(guān)，工程上用兩者乘積表示SR的損耗大?。篕=Rdson*Ci式中K損耗因數(shù)，單位為nFm。為了減小通態(tài)電阻，可以將幾個低低壓功率MOS管并聯(lián)組成SR。但在高頻時，多管并聯(lián)后寄生電容也成倍的增大，因而輸入電容充放電引起的損耗將大幅增加。2.體二極管的恢復時間和正向壓降 功率MOS管的寄生二極管，稱為體二極管，其恢復

49、時間與存儲在體二極管內(nèi)的多余電荷成正比。體二極管的通態(tài)損耗與其正向壓降Vf成正比，一般SR的體二極管的正向壓降約為1V，遠大于功率MOS管本身的正向壓降。因次為了減少體二極管產(chǎn)生的附加損耗，在運行過程中，應使負載電流盡量避免流過SR的體二極管；即使有電流流過，也要盡量減少在體二極管中的流通時間。另外，如果體二極管能保持阻斷狀態(tài)，SR可以很快關(guān)斷，有導通狀態(tài)轉(zhuǎn)換到關(guān)斷狀態(tài)的時間很短。3.阻斷電壓 和SBD相比，SR可以承受更高的阻斷電壓。但是對于同一系列的SR，額定阻斷電壓越高、Rdson越大。3.4同步整流的驅(qū)動方式SR 的驅(qū)動方式從不同的角度出發(fā)有不同的分類方法，如外驅(qū)動和自驅(qū)動、電壓自驅(qū)動

50、和電流自驅(qū)動等。從同步整流管的工作方式來說，又可以分為同步開關(guān)方式和有源二極管方式。同步整流的柵極驅(qū)動電路的設(shè)計是決定SR 正常工作和良好性能的關(guān)鍵。3.4.1 外驅(qū)動與自驅(qū)動同步整流所謂外驅(qū)動，是由外部的控制電路通過計算或根據(jù)電路的狀態(tài)，確定功率MOSFET的驅(qū)動時間，然后由一專門的控制IC驅(qū)動同步整流管。外驅(qū)動電路具有一些優(yōu)點，如：可以提供比較精確的控制時序，使同步整流管的驅(qū)動信號和理想的驅(qū)動波形一致；驅(qū)動信號不受輸入電壓或輸出電壓變化的影響，能提供高質(zhì)量的驅(qū)動波形。但是電路結(jié)構(gòu)復雜、所用的元件多、成本高、驅(qū)動電路有損耗、開發(fā)周期長，因而限制了外驅(qū)動同步整流方式的廣泛應用。目前，對于12V

51、以上至20V左右的同步整流，則多采用控制驅(qū)動IC?，F(xiàn)已開發(fā)出了一些外驅(qū)動控制芯片，比如ST公司的STSR2和STSR3，可以很好地用于正激和反激變換電路；Linear Technology公司的LTC1681和LTC1698，用于雙管正激電路的同步整流驅(qū)動；IR公司的IR1175，可直接從變換器副邊取得外驅(qū)動控制信號。自驅(qū)動同步整流即是在主電路中直接獲取驅(qū)動信號，驅(qū)動同步整流管。相比較來說,自驅(qū)動同步整流的電路所需的元件數(shù)量較少，結(jié)構(gòu)簡單；同時由于自驅(qū)動同步整流續(xù)流二極管靠復位電壓驅(qū)動,所以工作特性受功率變壓器的復位方式影響。理想情況是變壓器的復位時間與主開關(guān)管的關(guān)斷時間相等，這時輸出電流就能

52、在整個關(guān)斷期間內(nèi)通過同步整流管續(xù)流。由于漏源極間PN結(jié)的存在,使MOSFET漏源極之間存在一個反向的并聯(lián)體二極管。MOS管作為整流管使用時,電路拓撲要求其有反向阻斷功能,因此流過電流的方向不是通常的從漏極到源極，而必須是從源極到漏極。在實際應用中,如果在換流期間一只整流管已導通,而另外一只還沒有及時關(guān)斷,就會造成短路,產(chǎn)生較大的短路電流,甚至會燒毀MOS管，因此2只整流管的驅(qū)動信號之間應保證足夠的死區(qū)時間。但死區(qū)時間也要有所限制,因為在死區(qū)時間內(nèi),負載電流將從SR管的體二極管流過,完成MOSFET作為整流管的功能,如果死區(qū)時間過長,電路雖然仍能正常工作,但損耗會增加。因此,從減小損耗的角度考慮,死區(qū)時間應設(shè)置得足夠小。一種簡單的驅(qū)動電路是在主變壓器上加兩個輔助繞組，直接連接MOS管的柵源極，獲得驅(qū)動信號。另一種更簡單