有源鉗位正激變化器的工作原理

1、第2章 有源箝位正激變換器的工作原理2.1有源箝位正激變換器拓?fù)涞倪x擇單端正激變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、成本低廉、輸入輸出電氣隔 離、易于多路輸出等優(yōu)點，因而被廣泛應(yīng)用在中小功率變換場合。但是它有 一個固有缺點：在主開關(guān)管關(guān)斷期間，必須附加一個復(fù)位電路，以實現(xiàn)高頻 變壓器的磁復(fù)位，防止變壓器磁芯飽和36。傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)包括采用第 三個復(fù)位繞組技術(shù)、無損的LCD箝位技術(shù)以及RCD箝位技術(shù)。這三種復(fù)位 技術(shù)雖然都有一定的優(yōu)點，但是同時也存在一些缺陷37-39。第三復(fù)位繞組技術(shù)采用第三個復(fù)位繞組技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是 技術(shù)比較成熟，變壓器能量能夠回饋給電網(wǎng)。它存在的缺點是：第三復(fù)位繞組使得變壓

2、器的設(shè)計和制作比較復(fù)雜；變 壓器磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，因而利用率較低；原邊主開關(guān)管承受的電壓應(yīng) 力很大。RCD箝位技術(shù) 采用RCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu) 比較簡單，成本低廉。它存在的缺點是：在磁復(fù)位過程中，磁化能量大部分都消耗在箝位網(wǎng)絡(luò) 中，因而效率較低；磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化，磁芯利用率較低。LCD箝位技術(shù) 采用無損的LCD箝位技術(shù)正激變換器的優(yōu)點是磁 場能量能夠全部回饋給電網(wǎng)，效率較高。它存在的缺點是：在磁復(fù)位過程中，箝位網(wǎng)絡(luò)的諧振電流峰值較大，增 加了開關(guān)管的電流應(yīng)力和通態(tài)損耗，因而效率較低;磁芯不是雙向?qū)ΨQ磁化， 磁芯利用率較低。而有源箝位正激變換器是在傳統(tǒng)的正激式變換器的基

3、礎(chǔ)上，增加了由箝 位電容和箝位開關(guān)管串聯(lián)構(gòu)成的有源箝位支路，雖然與傳統(tǒng)的磁復(fù)位技術(shù)相 比，有源箝位磁復(fù)位技術(shù)增加了一個箝位開關(guān)管，提高了變換器的成本，但 是有源箝位磁復(fù)位技術(shù)有以下幾個優(yōu)點：有源箝位正激變換器的占空比可以大于0.5，使得變壓器的原副邊匝比變大，從而可以有效地減少原邊的導(dǎo)通損耗；在變壓器磁復(fù)位過程中，寄生元件中存儲的能量可以回饋到電網(wǎng)， 有利于變換器效率的提高；變壓器磁芯雙向?qū)ΨQ磁化，工作在B-H回線的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；有源箝位正激變換器的變壓器原邊上的電壓是是有規(guī)律的方波，能 夠為副邊同步整流管提供有效、簡單的自驅(qū)動電壓信號，因而大大降低了同 步整流

4、電路的復(fù)雜度。圖2-1低邊有源箝位電路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuitN1:N2CrN1:N2Cr圖2-2高邊有源箝位電路Fig. 2-2 High-Side active clamp circuit圖2-1和圖2-2是兩種有源箝位正激變換器電路，這兩種電路雖然看上 去非常相似，但在工作細節(jié)的具體實現(xiàn)上還是存在著不少差別40。本設(shè)計 采用的是如圖2-1所示的低邊箝位電路。在此對這兩種電路的不同點做一個 簡要的分析。箝位電路的構(gòu)成 如圖2-1所示的有源箝位電路由一個P溝道功率 MOSFET和一個箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在主功率開關(guān)管的兩端，一般稱 之為低

5、邊箝位電路。如圖2-2所示的有源箝位電路由一個 N溝道功率 MOSFET和一個箝位電容串聯(lián)組成，并聯(lián)在變壓器的兩端，稱之為高邊箝 位電路。這兩種電路之所以選用的功率MOSFET的溝道不同，主要是因為其內(nèi) 部體二極管的導(dǎo)通方向不同。對于相同的電壓和相同的模片區(qū)域，P溝道功 率MOSFET比N溝道功率MOSFET的通態(tài)電阻要更高，通態(tài)損耗要更大， 而且價格也要更貴。忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞 可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達式箝位電容上的電壓忽略電路中漏感的影響，根據(jù)變壓器一次側(cè)繞 可以得到低邊箝位電路中箝位電容電壓表達式組兩端伏秒積平衡的原理，為：(2-1)V =Xc 1 -

6、 D(2-1)由式(2-1)可知，V的表達式和升壓式(Boost)變換器的輸出電壓表達式一樣，因而圖2-1所示的電路又稱為升壓式箝位電路。樣，同理，可以得到高邊箝位電路中箝位電容電壓：(2-2)由式(2-2)可知，V的表達式和反激(Flyback)變換器的輸出電壓表達式一 樣，因而圖2-2所示的電路又稱為反激式箝位電路。柵極驅(qū)動的實現(xiàn)方法 箝位電路選擇的不同，對箝位開關(guān)管的柵極 驅(qū)動的要求也就不同。對于高邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動來說，箝位開關(guān)管VT2要采 用浮驅(qū)動，因而需要通過高邊柵驅(qū)動電路或一個專用的門極驅(qū)動變壓器來實 現(xiàn)。而低邊箝位電路的箝位開關(guān)管為P型管，那么對于它的驅(qū)動來說，只需

7、 要由一個電阻、一個電容和一個二極管組成電平位移電路即可實現(xiàn)。相對于 低邊箝位電路中的箝位開關(guān)管的驅(qū)動設(shè)計來說，高邊箝位電路中的箝位開關(guān) 管的驅(qū)動相當(dāng)麻煩而且成本也較高。關(guān)于箝位開關(guān)管柵驅(qū)動的具體設(shè)計方法 將在以后的章節(jié)中進行詳細地論述。本課題選用的是低邊箝位電路，主要因為它的箝位開關(guān)管的驅(qū)動電路相 對簡單，不需要外加驅(qū)動變壓器。此外，許多半導(dǎo)體公司已經(jīng)專門針對這種 變換器開發(fā)出了一系列的P溝道功率MOSFET，因而在選取器件時已經(jīng)沒 有了很大的限制。2.2有源箝位正激變換器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低邊箝位電路，其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如上 圖2-1所示。在圖2-1所示電路中，VT1為主

8、功率開關(guān)管，箝位電容Cc和箝 位開關(guān)管VT2串聯(lián)構(gòu)成有源箝位支路，并聯(lián)在主功率開關(guān)管VT1兩端。為 勵磁電感，L為變壓器漏感和外加電感之和。C為主功率管VT、箝位開 關(guān)管VT2的輸出電容和變壓器繞組的寄生電容之和。變壓器的副邊由VT3、 VT構(gòu)成自驅(qū)動的同步整流電路，以減小開關(guān)的損耗，提高變換器的效率。4L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容。為了簡化分析過程;在分析電路之前先做如下的假設(shè)：(1)所有功率開關(guān)器件都是理想的。箝位電容C遠大于諧振電容C。輸出濾波電感L足夠大，則其上的輸出電流不變，可以認(rèn)為是一個恒流源，同理，輸出濾波電容C足夠大，則其上的輸出電壓不變，為一個 恒壓源。諧振電感L遠小于

9、勵磁電感L。變壓器的初級繞組和次級繞組的匝比為n=Ni：N2。為了使主管能完全實現(xiàn)ZVS開通，諧振電感存儲的磁場能大于寄生 電容存儲的電場能。有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形如下圖2-3所示。圖2-3有源箝位正激變換器的主要參數(shù)波形Fig. 2-3 Waveforms of active clamp forward converter圖2-1所示電路在一個開關(guān)周期中可分為10個工作模式，其工作過程 如下：(1)工作模式1。 )在t = t時刻，同步整流管的體二極管D、D換 01034流結(jié)束，同步整流管VT3導(dǎo)通，輸入能量通過變壓器和整流管VT3傳送到輸 出負(fù)載。因為此前VT3的寄生二極管D3處

10、于導(dǎo)通狀態(tài)，因此整流管VT3實現(xiàn) 了零電壓開通。在該工作階段內(nèi)，諧振電感l(wèi)和變壓器原邊勵磁電感L上 的電流在輸入電壓七作用下線性增長，這一2間段的等效電路拓?fù)淙鐖D)-4 所示：RR圖2-4工作模式1Fig. 2-4 State 1( t0 t1)在這段時間內(nèi)有:i (t)= i (t)+ *(t-t)(2-3) TOC o 1-5 h z LmLm 0 Lm+Lr0(2-3)i (t)=i*L+i (t)=i S+*J)+1Lro n LmLm 0 匚嚴(yán),0Tl在t = t時刻，主功率開關(guān)管VT上的驅(qū)動信號消失，VT關(guān)斷，該工作 111階段結(jié)束。這個時間段的長度由變換器的占空比決定。(2)工作

11、模式2(tt )在t = t時刻，主功率開關(guān)管VT關(guān)斷，在諧振電1211容Cr的作用下，主功率管漏源兩端的電壓開始緩慢上升，因而VT1實現(xiàn)了零 電壓關(guān)斷。因為變壓器副邊電壓V /n V(th)依然成立，所以副邊同步整流管VT3仍然導(dǎo)通，輸出電流通過整流管VT3。在該工作階段內(nèi)，諧振電容C、 諧振電感L和勵磁電感、一起處于諧振狀態(tài)，這一時間段等效電路拓?fù)淙?圖2-5所示:R圖2-5工作模式R圖2-5工作模式2Fig. 2-5 State 2(在這一時間段內(nèi)有：i (t)i (t)= i (t )*cos(t-t) LrLr 11- 11u (t) = V *-cos(t-t )+ i (t )c

12、rinL 11 Lr 1+ 匕 * sin(t -1 )Z L 11(2-4)* Z * sin (t -1 )式中:=為諧振電路的特征阻抗 r= /1、為諧振電路的角頻率1 、+%)*因為諧振電容C很小，諧振電路的特征阻抗彳很大，所以諧振電容C TOC o 1-5 h z 兩端的電壓能迅速增長，因此上式可改寫為：ri (t).i (t )*+匕*3(t-1 )=i (t )*+*(t-1)Lr Lr 1 Z 11 Lr 1 L +L11. ( ) m r(2-5)u (t).i (t )*Z *3(t-t)=*(t-1 )crLr 1111 C1r在該階段內(nèi)變壓器原邊繞組上的電壓逐漸減?。篤

13、 (t)QV -V (t)QV -(t-1 )(2-6)min crin C2r當(dāng)t = t2時刻，變壓器兩端的電壓下降到0V,即：V = 0, u = V ,該 工作過程結(jié)束。工作模式3(t2t3)在t = t2時刻，副邊同步整流管的寄生二極管D3 和氣開始進行換流變壓器原副邊的電壓都為0V，則此時變壓器原邊激磁 電流i =i (t )保持不變。在該工作階段內(nèi)，諧振電容C和諧振電感L 一 TOC o 1-5 h z Lm Lm 2rr起處于諧振狀態(tài)，這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-6所示，那么在這一時間 段內(nèi)有：i (t)= i (t )*cos(t-t)(2-7)LrLr 2L 22(2-7

14、)u (t) = V + i (t )* Z * sin(t -1 )一crin Lr 2222 -到t到t = t時刻，諧振電容C上的電壓諧振到u = u (t )，該諧振階段結(jié)3rcr c 0束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過的 是相對高導(dǎo)電阻的同步整流管的體二極管D3和D4。工作模式4 (七七)在t =七時刻，箝位開關(guān)管VT2的寄生二極管D2 導(dǎo)通，該工作階段內(nèi)：激磁電流i 3 = i (t)保持不變，(C+C )和諧振電感Lm Lm 2c r匕一起進行諧振，變壓器進入磁復(fù)位過程，因為電流i；r是正向的，在這個 薩段可以給箝位管VT2以導(dǎo)通信號，從而使VT2

15、實現(xiàn)零電壓開通。這一時間 段等效電路拓?fù)淙鐖D2-7所示：2在這一時間段內(nèi)有:i (t)= i i (t)= i (t )*cos(t-t )LrLr 3*- 33 -u (t) = V + i (t )* Z sinwcrin Lr 333式中：v - V (t )|- /+ c_* sin(t -1 )vc (t0)- V 一(t - t3 )CZ3+(2-8)* cos w (t -1 )z4= ；C+c為諧振電路的特征阻抗 c rw4 =*(C +C )為諧振電路的諧振角頻率 r c r當(dāng)t = t時刻，諧振電感上的電流為：i =i (t )，此時D上的電流降 4Lr Lm 3為0，而D

16、4上的電流則上升為負(fù)載電流，體二極管D3、D4換流完成，該諧振階段結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段內(nèi)，原 邊電流和副邊電流，都是通過相對高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是低導(dǎo)電阻 的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗的增加。工作模式5(七七)當(dāng)t =七時刻，副邊同步整流管的體二極管D3、 D4換流結(jié)束，變壓器原邊電壓升高，變壓器的副邊電壓也隨之升高。當(dāng)副 邊4電壓大于同步整流管VT4的門極驅(qū)動電壓時，VT4導(dǎo)通。因為此前是它的 寄生二極管D3導(dǎo)通，因而整流管VT4實現(xiàn)了零電壓開通。在該階段內(nèi)，箝 位電容C和諧振電容C與激磁電感匚和漏電感匕一起處于諧振狀態(tài)，這一 時間段效電

17、路拓?fù)淙鐖D2-8所示：1R圖2-8工作模式R圖2-8工作模式5Fig. 2-8 State 5(14-15)在這一時間段內(nèi)有:i (t)= i (t)= i (t )*cos(t-t) + 二LrIr 444Z4+ i (t )* Z sin Po (t -1 ) +Lr 4444 LrLr 4u (t ) = V 式中：* sin(t -1 )44七(t4)-v* cos (t -1 )(2-9)Z = 1，Lr+Lm為諧振電路的特征阻抗， C +Co4 = L 1*(c C )為諧振電路的諧振角頻率。、 r mc rLr當(dāng)t = t時刻，諧振電感上的電流諧振到0,即：i = 0，箝位電容上

18、的 5Lr電壓達到最大值，該諧振過程結(jié)束。工作模式6(頊七)當(dāng)t =七時刻，諧振電感上的電流諧振到0，在該 工作階段，箝位電容和諧振電容(C+C )和激磁電感和漏電感(氣+、)一起 處于諧振狀態(tài)。電容(C+C )將其儲存的能量回饋到輸入端；副邊輸出電流 繼續(xù)流過具有低導(dǎo)電阻的蠹流管VT4。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-9所 示：RR圖2-9工作模式6Fig. 2-9 Statet6)在這一時間段內(nèi)有:. D V v . D V v (t ) L、心 / Yl i (t)=J * sin |_(t t )u (t ) = V + v(2-10)C (t5)-匕* cos o (t -1 )式中:

19、z =:土土諧振電路的特征阻抗C +C TOC o 1-5 h z o5 = L (C C )為諧振電路的諧振角頻率 rmc r當(dāng)t = t6時刻，箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動脈沖消失，VT2關(guān)斷，該諧振工作階段結(jié)束。22(7)工作模式7( tt )在t = t時刻，箝位開關(guān)管VT上的驅(qū)動脈沖消6762失，由于其結(jié)電容的存在，VT2漏源兩端的電壓是緩慢上升，因此箝位開關(guān)管VT實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。由于副邊耦合電壓V /n V,、仍然成立，因此副 2mgs(th)邊輸出電流仍然通過具有低導(dǎo)電阻的同步整流管VT。在該階段內(nèi)，變壓器4原邊勵磁電感、諧振電感L和諧振電容C 一起處于諧振狀態(tài)，繼續(xù)對變 壓器進行磁

20、復(fù)位，諧振電容C：將其存儲的能量反饋回輸入端。這一時間段 等效電路拓?fù)淙鐖D2-10所示：rRR圖2-10工作模式7Fig. 2-10 State 7( t)在這一時間段內(nèi)有：i (t)在這一時間段內(nèi)有：i (t)= i (t )*coso (t-t )u (t) = V + i (t )* Z sin To (t-t )一+ Vin-VCZ6+(2-11)crin Lr 6666 -(t6)-Vj*cos% (t-16)式中:弓=；土肖諧振電路的特征阻抗co4 = (l l )*C為諧振電路的諧振角頻率 rm c在t = t7時亥【，V (t) = 0,V (t) = V，該工作過程結(jié)束。(8

21、)工作模式8( t；t )在；=t7時亥，諧振電容兩端的電壓諧振到輸入電 壓，即：V (t) = 0,V (t) = V，副邊同步整流管的體二極管D和D開始進 mcrin34行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V。在該階段內(nèi)，諧振電感L和諧振電 容C一起處于諧振狀態(tài)，將其存儲的能量反饋回輸入端，這一時間段等效 電路拓?fù)淙鐖D2-11所示，在這一時間段內(nèi)有：i (t) = i (t )* cos(t -1 )(2-12) TOC o 1-5 h z LrLr 71- 77(2-12)u (t) = V + i(t)*Z* sin(t -1)一crin Lr 771- 77式中:Fig, 2-11 St

22、ate 8(七t8)當(dāng)t = t8時亥L C上的電壓諧振到0V,即：u廣0，該諧振過程結(jié)束。從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為輸出電流經(jīng)過的是相對高導(dǎo)電阻的同步整流管的體內(nèi)寄生二極管D3和D4。(9)工作模式9(tt )在t = t時刻，u (t) = 0 ,原邊電流經(jīng)過主功率開898cr關(guān)管VT1的體二極管氣，因為同步整流管的體二極管D3、D4仍在換流，變 壓器原副邊的電壓都被箝位在0V，所以u(t)=匕，即：諧振電感上的電 壓等于匕。這一時間段等效電路拓?fù)淙鐖D2-12所示。在這一時間段內(nèi)有：(2-13)i(t )= Vn (t - t )+ i(t )(2-13)Lr L 9

23、 Lr 9在t = t時刻，給主功率管VT以導(dǎo)通信號，VT導(dǎo)通，該工作階段結(jié)束，911因為此前是它的寄生二極管D導(dǎo)通，所以主管VT實現(xiàn)了零電壓開通。Fig, 2-12 State 9( t8-19)從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該階段，不論 是原邊電流，還是副邊電流，都是通過相對高導(dǎo)電阻的寄生二極管，而不是 低導(dǎo)電阻的MOS管通道，因而造成了導(dǎo)通損耗損耗的增加。(10)工作模式10( tt )在t = t時刻，主功率管VT導(dǎo)通，在這一階91091段，同步整流管的體二極管D3、D4繼續(xù)換流，將變壓器的原邊電壓箝位為 0V，因此,(t)=匕，即諧振電感上的電壓等于匕。這一時間段

24、等效電路 拓?fù)淙鐖D2-13所示：那么在這一時間段內(nèi)有：ini (t )= Vn (t-t)+ i (t)(2-14)Lr L 9 Lr 9r直到t = t時刻，副邊寄生二極管D、D換流結(jié)束，該諧振階段結(jié)束。Fig, 2-13 State 10(匕10)從提高效率的角度來講，希望這段時間越短越好，因為在該工作階段， 輸出電流經(jīng)過的是具有相對高導(dǎo)通電阻的寄生二極管D3、D4，導(dǎo)通損耗較 大。2.3主功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通的條件分析通過上節(jié)對變換器工作過程的分析，可知：箝位開關(guān)管VT2能夠通過它 的寄生體二極管實現(xiàn)ZVS開通，而主功率管VT1必須通過對電路進行合理 設(shè)計才能實現(xiàn)ZVS開通。以下將分

25、析主功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通的條件。寄生元件的設(shè)定 主功率開關(guān)管能否實現(xiàn)ZVS開通，關(guān)鍵取決于在 它導(dǎo)通之前的工作階段，即上節(jié)介紹的工作模式8,在該工作階段的初始時 刻，即t = t時刻，V (t) = 0,V = V，副邊同步整流管的體二極管D和D進7mcr in34行換流，變壓器原副邊的電壓都為0V，在該階段，諧振電感L和諧振電容 cr 一起處于諧振狀態(tài)，諧振電容q將其存儲的能量反饋回輸入端。r為了實現(xiàn)主功率開關(guān)管ZVS開通，主功率管的漏源電壓兩端的必須在 它開通之前能夠降至0V，則需要滿足條件：諧振電感L存儲的能量必須大 r于諧振電容C存儲的能量，即：r2Lr12Ln(MAX )-2Cr

26、V (MAX)式中：iL(max)為勵磁電流的最大值；vn(MAX)為輸入電壓的最大值。死區(qū)時間的設(shè)定為了使主功率開關(guān)管VT1和箝位開關(guān)管VT2順利 實現(xiàn)諧振，必須在它們的驅(qū)動脈沖之間加入一定的死區(qū)時間。t0Vt0VGS圖2-14死區(qū)時間的設(shè)定Fig. 2-14 The design of dead time如圖2-14所示，At1是主功率管VT、箝位開關(guān)管VT2驅(qū)動脈沖之間的死區(qū)時間。為了使主功率管VT實現(xiàn)ZVS開通，&1應(yīng)該取足夠大。在實際 1工程設(shè)計中，M最好設(shè)計在諧振周期的1/4左右。因為這樣不僅能保證諧 振電容Cr上的的電壓諧振到零，而且能保證在諧振電感L上的電流反向的 時候開通主功

27、率管VT】，從而確保主管VT1實現(xiàn)ZVS開通。At1 2 WK(2-16)2.4基于Pspice的電路仿真為了驗證上一節(jié)對有源箝位正激變換器穩(wěn)態(tài)運行時理論分析的正確性， 采用Pspice仿真軟件，對有源箝位正激變換器進行了仿真。仿真結(jié)果如圖 2-15到2-22所示。15.6V 191.3us 192.0us194.0us196.0us198.0us200.0us202.0us圖2-15主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的驅(qū)動信號Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch200VVGSVT10VVDSVT1303.16us304.00u

28、s306.00us308.00us310.00us15.6V 191.3us 192.0us194.0us196.0us198.0us200.0us202.0us圖2-15主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的驅(qū)動信號Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch200VVGSVT10VVDSVT1303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us200V圖2-16主開關(guān)管驅(qū)動GS及DS波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of

29、main switch-200V303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us-200V303.16us304.00us306.00us308.00us310.00us312.00us314.00us315.23us圖2-17箝位開關(guān)管驅(qū)動GS及DS波形Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch如圖2-15所示：通道一為主功率管VT的驅(qū)動脈沖，通道二為箝位開關(guān)1管VT2的驅(qū)動脈沖。從圖中可以看出，這兩路驅(qū)動脈沖之間有一段死區(qū)時間， 在這段時間內(nèi)，變換器原邊的

30、寄生參數(shù)能夠順利諧振，從而保證主功率管VT1 和箝位開關(guān)管VT實現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷。如圖2-16所示：通道一為主功率管VT的GS波形，通道二為主功率管1VT1的DS波形。從圖中可以看出，在主功率管VT1的驅(qū)動脈沖到來之前， DS兩端的電壓已經(jīng)降為零，因而主功率管V實現(xiàn)了零電壓開通；在GS兩 端電壓下降到零之前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而主功率管VT實1 現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷。如圖2-17所示：通道一為箝位開關(guān)管VT2的GS兩端波形，通道二為箝 位開關(guān)管的DS兩端波形。從圖中可以看出，在其GS兩端電壓下降到零之 前，DS兩端的電壓一直為零電壓，因而箝位開關(guān)管VT2實現(xiàn)開關(guān)管零電壓 關(guān)斷；在箝位開關(guān)管VT2的驅(qū)動脈沖到來之前，其DS兩端的電壓已經(jīng)降為 零，因而箝位開關(guān)管VT：實現(xiàn)了零電壓開通。如圖2-18所示為箝位電容兩端的電壓波形，因