雷達對抗原理第5章-雷達偵察作用距離與截獲概率課件

第5章雷達偵察作用距離與截獲概率5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度5.2偵察作用距離5.3偵察截獲概率與截獲時間第5章雷達偵察作用距離與截獲概率5.1偵察系統(tǒng)的靈5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度

偵察接收機的靈敏度Prmin是指在偵察接收機能夠完成正常的信號檢測、參數測量等偵察處理任務時，在接收機輸入端需要的最小輸入信號功率。由于大多數雷達采用射頻脈沖信號，在一般情況下，雷達偵察對這些信號處于非匹配接收和處理狀態(tài)，只能對瞬時接收帶寬內的所有信號都進行包絡檢波和門限檢測，將包絡信號超過給定門限的判別為有信號，并進行相應的信號參數測量。因此，根據射頻脈沖信號的特點，在雷達偵察機中采用的靈敏度主要有切線靈敏度

PTSS、工作靈敏度POPS和檢測靈敏度PDS。5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度

偵察接收機的靈敏度5.1.1切線靈敏度PTSS的定義

切線靈敏度的定義適用于射頻脈沖信號，如圖5-1所示。若接收機輸出端的噪聲與脈沖信號包絡疊加后的底部與只有噪聲時的包絡頂部在同一直線上(相切)，則稱此時輸入信號功率為切線靈敏度PTSS。5.1.1切線靈敏度PTSS的定義

切線靈敏度的定義圖5-1切線靈敏度示意圖圖5-1切線靈敏度示意圖5.1.2PTSS的分析計算

偵察接收機對雷達信號的接收處理大部分是處于非匹配處理狀態(tài)，許多偵察接收機在檢波前的帶寬ΔfR遠大于檢波后的帶寬ΔfV，而且有些偵察接收機在檢波前的增益嚴重不足，以至于視頻放大器的噪聲對系統(tǒng)的影響不能忽略。因此不能直接采用窄帶接收機的靈敏度分析計算，需要另外推演偵察接收機在上述情況下的PTSS，再將結果推廣到其它情況。

雷達偵察接收機的典型組成如圖5-2所示，圖中GR、FR分別表示檢波前接收機線性系統(tǒng)的增益和噪聲系數，GV、FV表示檢波后視頻放大器的增益和噪聲系數。為便于分析，假設輸入信號為連續(xù)波，功率譜為δ函數，輸入噪聲功率譜和線性系統(tǒng)的傳輸函數都具有矩形響應特性，如圖5-3所示，且GV=1。5.1.2PTSS的分析計算

偵察接收機對雷達信號圖5-2偵察接收機的典型組成圖5-3輸入信號、噪聲功率譜及視放的幅頻特性圖5-2偵察接收機的典型組成圖5-3輸入信號、噪聲功當信號與噪聲同時作用于包絡檢波器時，其輸出包絡信號含有噪聲的自差拍分量，信號的自差拍分量，信號與兩邊噪聲的互差拍分量，以及檢波器與視放產生的噪聲。其中信號的自差拍分量作為接收機輸出的視頻信號，其余三部分均作為接收機輸出的噪聲。前兩項噪聲輸出的功率譜F(f)由下式給出:

(5-1)當信號與噪聲同時作用于包絡檢波器時，其輸出包絡信號含有噪式中,W0、Ps0分別為檢波器輸入噪聲的功率譜密度和信號的功率，如圖5-4所示。由于該譜不連續(xù)，所以分析中分為ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV和ΔfR>2ΔfV的情況分別進行討論。圖5-4部分檢波后噪聲的功率譜式中,W0、Ps0分別為檢波器輸入噪聲的功率譜密度和信號的1．ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV

由于ΔfV位于ΔfR/2和ΔfR之間，視放輸出噪聲Pn+s將包括射頻信號與噪聲互差拍的全部視頻噪聲，射頻噪聲自差拍的部分視頻噪聲和檢波/視放產生的噪聲PV為

PV=kT0ΔfVFV(5-2)(5-3)其中，k為玻爾茲曼常數，T0為絕對溫度。沒有信號存在時的輸出噪聲功率Pn為(5-4)1．ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV

由于ΔfV位于ΔfR視放輸出的信號功率Ps為(5-5)噪聲電壓峰值與有效值之比為常數Kc(峰值系數)。假設有、無信號時的噪聲電壓峰值分別為Un+s、Un，則噪聲峰值與有效值U(n+s)e、Une的關系分別為(5-6)在切線靈敏度狀態(tài)下的信號電壓Us為(5-7)視放輸出的信號功率Ps為(5-5)噪聲電壓峰值與有效值之比為信號功率與其電壓具有如下關系:

(5-8)代入式(5-7)，轉換成功率關系,可得(5-9)如果忽略Pn，Pn+s的差別，則近似可得(5-10)根據式(5-9)，當接收機輸入端的信號功率為切線靈敏度時，由于Ps0=GRPTSS，因此信號功率與其電壓具有如下關系:(5-8)代入式(5-7)，

(5-11)在切線靈敏度狀態(tài)下，噪聲的自差拍分量大于信號與噪聲的互差拍分量a>b，取近似,(5-12)代入式(5-11),可得(5-13)(5-11)在切線靈敏度狀態(tài)下，噪聲的自差拍分量大于信號經配方整理，代入檢波前噪聲功率譜密度W0=kT0FRGR,可得(5-14)式中,A為檢波器品質常數,令Kc=2.5，ΔfR、ΔfV均以MHz為單位，括號外的FR以dB為單位，括號內的FR為真值，可得(5-15)經配方整理，代入檢波前噪聲功率譜密度W0=kT0FRGR,2．ΔfR>2ΔfV

視放輸出噪聲Pn+s將包括射頻信號與兩邊噪聲互差拍的部分視頻噪聲，射頻噪聲自差拍的部分視頻噪聲以及檢波/視放產生的噪聲PV，即

(5-16)沒有信號存在時的輸出噪聲功率同式(5-4)。根據式(5-9)，當接收機輸入端的信號功率為切線靈敏度時,(5-17)2．ΔfR>2ΔfV

視放輸出噪聲Pn+s將包括射經配方整理,可得(5-18)或(5-19)經配方整理,可得(5-18)或(5-19)3．檢波前高增益情況

由于低噪聲射頻放大器技術的發(fā)展及其在偵察接收機中的普遍應用，目前偵察接收機在檢波前的增益普遍很高，完全可以忽略檢波器和視頻放大器噪聲對接收機靈敏度的影響。由于AΔfV/(G2RF2R)很小，因此當ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV時,當ΔfR>2ΔfV時,3．檢波前高增益情況

由于低噪聲射頻放大器技術的發(fā)5.1.3POPS的分析計算

由于切線信號靈敏度狀態(tài)下的輸出信噪比近似為8dB，典型偵察接收機POPS狀態(tài)下的輸出信噪比為14dB，在忽略檢波器小范圍內非線性影響的情況下，POPS可以直接由PTSS換算得到:(5-22)當檢波前系統(tǒng)增益較高時，檢波器主要工作于大信號線性檢波狀態(tài)。5.1.3POPS的分析計算

由于切線信號靈敏度狀態(tài)5.1.4PDS的分析計算

對于ΔfR≤2ΔfV的窄帶接收機，接收機射頻通道與視頻通道處于一種近匹配處理狀態(tài)，檢波器與視放產生的噪聲可以忽略不計，也可以直接采用窄帶接收機檢測靈敏度PDS計算的結果：

PDS=－114(dBm)+FR(dB)+10lgΔfR(dB)+D(dB)(5-23)

式中,ΔfR的單位仍為MHz；D稱為檢測因子，它是在給定虛警概率Pfa和檢測概率Pd的條件下，窄帶接收機線性系統(tǒng)輸出端所需要的信噪比。

由于雷達偵察接收機檢測的是逐個射頻脈沖信號，圖5-5粗略地給出了窄帶接收機單個脈沖檢測時D與Pfa、Pd的關系曲線。從圖中可見，當Pfa=10－6，Pd=0.9時，D≈13dB。5.1.4PDS的分析計算

對于ΔfR≤2ΔfV的窄由于同為窄帶接收機條件，同樣在檢波前具有較高的增益，同樣采用線性檢波器，所以式(5-20)和式(5-22)求得的POPS與式(5-23)求得的PDS是比較接近的。例如：某窄帶分析接收機檢波前具有足夠的增益，信道帶寬為10MHz，檢波后的視放帶寬為5MHz，如果要求檢測因子為14dB，則其工作靈敏度POPS和檢測靈敏度PDS分別為由于同為窄帶接收機條件，同樣在檢波前具有較高的增益，同樣圖5-5單個脈沖線性檢波時檢測概率和所需信噪比的關系曲線圖5-5單個脈沖線性檢波時檢測概率和所需信噪比的關系曲線

5.2偵察作用距離

5.2.1偵察方程

在忽略大氣傳播衰減、系統(tǒng)損耗、地面和海面反射等因素影響的情況下，假設雷達與雷達偵察機的相對位置和空間波束互指，如圖5-6所示，則經過偵察接收天線輸出的雷達發(fā)射信號功率為(5-24)式中，Pt、Gt、Ar、γr、R分別為雷達發(fā)射的脈沖功率(W)、天線增益(倍)、偵察接收天線的有效接收面積(m2)、偵察接收天線極化與雷達信號極化失配損失(倍，且≤1)、雷達發(fā)射天線與偵察接收天線之間的距離(m)。5.2偵察作用距離

5.2.1偵察方程圖5-6偵察機與雷達的空間關系示意圖圖5-6偵察機與雷達的空間關系示意圖Ar與天線增益Gr和波長λ的關系為(5-25)將其代入式(5-24)，可得(5-26)將偵察接收機靈敏度Prmin(W)代入式(5-26)中的接收信號功率，可得到簡化的偵察作用距離為(5-27)Ar與天線增益Gr和波長λ的關系為(5-25)將其代入式(5如果考慮雷達發(fā)射機到雷達發(fā)射天線之間的傳輸損耗L1(dB)，雷達發(fā)射天線波束非矩形引起的損耗L2(dB)，偵察接收天線波束非矩形引起的損耗L3(dB)，偵察天線到接收機之間的傳輸損耗L4(dB)，寬帶偵察帶內的起伏損耗L5(dB)等，需要對式(5-27)進行修正：(5-28)如果考慮雷達發(fā)射機到雷達發(fā)射天線之間的傳輸損耗L1(dB如果考慮大氣傳播衰減，則式(5-28)進一步修正為(5-29)其中，δ(dB/m)為單位距離(m)的大氣傳播衰減。由于式(5-29)不便于直接計算，一般是用式(5-28)計算后，再通過δ(dB/m)和圖5-7查曲線予以修正的。如果考慮大氣傳播衰減，則式(5-28)進一步修正為(5-29圖5-7大氣傳播衰減對作用距離的修正圖5-7大氣傳播衰減對作用距離的修正5.2.2偵察的直視距離

由于在微波頻段以上電磁波是近似直線傳播的，地球表面的彎曲對其傳播有遮蔽作用，故此偵察機與雷達之間的直視距離受到限制，如圖5-8所示。假設雷達發(fā)射天線和偵察接收天線高度分別為Ha、Hr,R為地球的半徑，則其間的直視距離為(5-30)5.2.2偵察的直視距離

由于在微波頻段以上電磁波是圖5-8地球曲率對直視距離的影響圖5-8地球曲率對直視距離的影響考慮到非均勻密度大氣層引起的電磁波傳播折射，使直視距離有所延伸，等效的地球半徑達到8490km，代入式(5-30)，可得(5-31)式中，Rsr以km為單位，Ha、Hr以m為單位。對雷達信號的偵察必須同時滿足能量條件和直視距離條件，所以實際的偵察作用距離Rr′是二者的最小值(5-32)考慮到非均勻密度大氣層引起的電磁波傳播折射，使直視距離有5.2.3偵察作用距離對雷達作用距離的優(yōu)勢

假設載有偵察接收機的作戰(zhàn)平臺也是雷達探測的目標，在忽略大氣傳播影響的簡化條件下，雷達對目標的探測距離Ra和偵察機對雷達的探測距離Rr分別為

(5-33)式中,σ為目標的雷達截面積(m2)，Pamin為雷達接收機靈敏度(W)。如果目標高度為Ht(由于偵察天線在目標上的安裝位置不同，可能使Ht≠Hr)，則雙方的直視距離分別為(5-34)5.2.3偵察作用距離對雷達作用距離的優(yōu)勢

假設載有雙方實際的作用距離分別為

Ra′a=min{Ra，Rsa}，Rr′=min{Rr，Rsr}(5-35)

偵察對雷達作用距離的優(yōu)勢表現(xiàn)為作用距離之比(即優(yōu)勢比r)大于所要求的數值，(5-36)地面和海面的雷達偵察設備受直視距離的影響比較嚴重，因此偵察天線應盡可能安裝在平臺的最高位置。雙方實際的作用距離分別為

Ra′a=min{Ra，R5.2.4對雷達旁瓣信號的偵察

旁瓣電平是雷達天線的一項重要指標，許多有源掩護干擾和反輻射攻擊都是從雷達天線旁瓣進行的。因此為了抗干擾、抗雜波、抗反輻射攻擊，現(xiàn)代雷達都要求盡量降低其旁瓣電平。天線旁瓣特性有最大旁瓣電平Gsmax(dB)和平均旁瓣電平Gsav(dBi)兩種表示方法，如圖5-9所示，其定義分別為(5-37)(5-38)5.2.4對雷達旁瓣信號的偵察

旁瓣電平是雷達天線的式中,Gs為最大旁瓣增益，Gsav是雷達天線的平均旁瓣增益。旁瓣偵察一般是指對雷達天線平均旁瓣輻射信號電平的偵收,因此將Gsav代入式(5-29)，可以得到旁瓣偵察時的作用距離(5-39)比較式(5-29)和(5-39)，若要達到相同的偵察作用距離，偵察接收機的靈敏度約需要提高Gt－Gsav(dB)。典型雷達天線的主瓣增益為25dB~40dB，平均旁瓣電平Gsav=－10dBi，旁瓣偵察時的偵察機靈敏度約需要提高35dB~50dB。式中,Gs為最大旁瓣增益，Gsav是雷達天線的平均旁瓣增益圖5-9天線旁瓣的表示方法圖5-9天線旁瓣的表示方法5.3偵察截獲概率與截獲時間

5.3.1前端的截獲概率與截獲時間

除了能量和直視距離條件以外(已在偵察作用距離中討論)，雷達偵察系統(tǒng)的前端是一個在時域、頻域、空域、極化等多維信號空間中的“濾波器”，只有當輸入信號的時域、頻域、空域、極化等特征落入“濾波器”帶內時，才能夠被接收機前端截獲。因此前段截獲事件包括了以下具體含義：

(1)空域截獲。(2)頻域截獲。(3)極化截獲。

前端的截獲概率和截獲時間是多維空間中的幾何概率問題，可以采用時間窗口函數模型來描述，如圖5-10所示。5.3偵察截獲概率與截獲時間

5.3.1前端的圖5-10多重搜索窗重合示意圖圖5-10多重搜索窗重合示意圖首先將每一維截獲條件都轉換成為一個標準的時間窗口函數(Ti，τi)，它們分別代表了第i維截獲條件的平均搜索周期和平均搜索窗口寬度，Ti≥τi，i∈N*n+1。各窗口函數與被測信號是獨立、隨機工作的，前端的截獲事件等效為某一時刻n維時間窗口的重合。該事件的概率統(tǒng)計特性按照下列各式分析計算。

(1)平均重合時間寬度：

(5-40)(2)在任意時刻的重合概率P0：(5-41)首先將每一維截獲條件都轉換成為一個標準的時間窗口函數(T(3)平均重合周期。由于在統(tǒng)計平均意義上，

,所以(5-42)(4)前端的截獲概率Pk(T)。該事件包括：①在起始時刻即發(fā)生了一次重合，在后續(xù)時間里又發(fā)生了k－1次以上重合；②在起始時刻未發(fā)生重合，在后續(xù)時間里又發(fā)生了k次以上重合。(3)平均重合周期。由于在統(tǒng)計平均意義上，,

(5-43)(5-44)當k=1時，前端截獲概率為如果雷達偵察系統(tǒng)采用搜索法測向，則空域截獲條件具有兩個窗函數，它們分別是：偵察接收天線的搜索窗和雷達天線的掃描窗；同理，如果雷達偵察系統(tǒng)采用搜索法測頻，則頻域截獲條件也具有兩個窗函數，它們分別是：偵察接收機的頻率搜索窗和雷達信號的脈沖工作窗。顯然，Pk(T)既與偵察系統(tǒng)有關，也與雷達有關。(5-43)(5-44)當k=1時，前端截獲概率為如果有些偵察系統(tǒng)前端具有對同時多信號的檢測、測量能力，對于發(fā)生在重合窗內的多信號可以同時、準確地測量和分辨，其對信號重疊造成的丟失概率Pmiss=0。也有些偵察系統(tǒng)沒有對同時多信號的檢測、測量能力，當重合窗內存在多信號時，會造成丟失或測量錯誤。因此對后一種情況，還需要進一步分析信號重疊造成的丟失概率Pmiss。

假設在偵察系統(tǒng)的檢測范圍內存在n部雷達，各雷達的脈沖重復周期和脈沖寬度分別為

，則在第i部雷達脈寬內重疊其它雷達信號的概率為

(5-45)有些偵察系統(tǒng)前端具有對同時多信號的檢測、測量能力，對于發(fā)該式表明各雷達信號的重合概率不僅受信號環(huán)境中輻射源數量和工作比的影響，而且會受到自身脈寬的影響，脈寬越大的雷達信號,發(fā)生重合的概率越大，而環(huán)境中輻射源數量越多，工作比越大，造成重合的概率也越大；如果在帶內存在連續(xù)波雷達，則必然發(fā)生重合。

對于某些沒有同時信號分辨和處理能力的雷達偵察前端,在T時間內對指定的輻射源信號i發(fā)生k次以上重合的概率為

Pik(T)=PciPk(T)(5-46)

當k=1時，對于給定的截獲概率Pi1，截獲時間T為

(5-47)該式表明各雷達信號的重合概率不僅受信號環(huán)境中輻射源數量和5.3.2系統(tǒng)截獲概率與截獲時間

偵察系統(tǒng)的截獲概率和截獲時間是在前端截獲概率和截獲時間的基礎上，通過信號處理軟件來完成的。在一般情況下，只要前端正確完成了信號檢測和參數測量，且該輻射源特性又處于偵察系統(tǒng)數據庫和知識庫的處理范圍之內，經過偵察信號處理是能夠完成輻射源檢測和識別的，所需要的處理時間則主要取決于信號處理機的處理速度和信號環(huán)境的復雜程度。5.3.2系統(tǒng)截獲概率與截獲時間

偵察系統(tǒng)的截獲概率第5章雷達偵察作用距離與截獲概率5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度5.2偵察作用距離5.3偵察截獲概率與截獲時間第5章雷達偵察作用距離與截獲概率5.1偵察系統(tǒng)的靈5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度

偵察接收機的靈敏度Prmin是指在偵察接收機能夠完成正常的信號檢測、參數測量等偵察處理任務時，在接收機輸入端需要的最小輸入信號功率。由于大多數雷達采用射頻脈沖信號，在一般情況下，雷達偵察對這些信號處于非匹配接收和處理狀態(tài)，只能對瞬時接收帶寬內的所有信號都進行包絡檢波和門限檢測，將包絡信號超過給定門限的判別為有信號，并進行相應的信號參數測量。因此，根據射頻脈沖信號的特點，在雷達偵察機中采用的靈敏度主要有切線靈敏度

PTSS、工作靈敏度POPS和檢測靈敏度PDS。5.1偵察系統(tǒng)的靈敏度

偵察接收機的靈敏度5.1.1切線靈敏度PTSS的定義

切線靈敏度的定義適用于射頻脈沖信號，如圖5-1所示。若接收機輸出端的噪聲與脈沖信號包絡疊加后的底部與只有噪聲時的包絡頂部在同一直線上(相切)，則稱此時輸入信號功率為切線靈敏度PTSS。5.1.1切線靈敏度PTSS的定義

切線靈敏度的定義圖5-1切線靈敏度示意圖圖5-1切線靈敏度示意圖5.1.2PTSS的分析計算

偵察接收機對雷達信號的接收處理大部分是處于非匹配處理狀態(tài)，許多偵察接收機在檢波前的帶寬ΔfR遠大于檢波后的帶寬ΔfV，而且有些偵察接收機在檢波前的增益嚴重不足，以至于視頻放大器的噪聲對系統(tǒng)的影響不能忽略。因此不能直接采用窄帶接收機的靈敏度分析計算，需要另外推演偵察接收機在上述情況下的PTSS，再將結果推廣到其它情況。

雷達偵察接收機的典型組成如圖5-2所示，圖中GR、FR分別表示檢波前接收機線性系統(tǒng)的增益和噪聲系數，GV、FV表示檢波后視頻放大器的增益和噪聲系數。為便于分析，假設輸入信號為連續(xù)波，功率譜為δ函數，輸入噪聲功率譜和線性系統(tǒng)的傳輸函數都具有矩形響應特性，如圖5-3所示，且GV=1。5.1.2PTSS的分析計算

偵察接收機對雷達信號圖5-2偵察接收機的典型組成圖5-3輸入信號、噪聲功率譜及視放的幅頻特性圖5-2偵察接收機的典型組成圖5-3輸入信號、噪聲功當信號與噪聲同時作用于包絡檢波器時，其輸出包絡信號含有噪聲的自差拍分量，信號的自差拍分量，信號與兩邊噪聲的互差拍分量，以及檢波器與視放產生的噪聲。其中信號的自差拍分量作為接收機輸出的視頻信號，其余三部分均作為接收機輸出的噪聲。前兩項噪聲輸出的功率譜F(f)由下式給出:

(5-1)當信號與噪聲同時作用于包絡檢波器時，其輸出包絡信號含有噪式中,W0、Ps0分別為檢波器輸入噪聲的功率譜密度和信號的功率，如圖5-4所示。由于該譜不連續(xù)，所以分析中分為ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV和ΔfR>2ΔfV的情況分別進行討論。圖5-4部分檢波后噪聲的功率譜式中,W0、Ps0分別為檢波器輸入噪聲的功率譜密度和信號的1．ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV

由于ΔfV位于ΔfR/2和ΔfR之間，視放輸出噪聲Pn+s將包括射頻信號與噪聲互差拍的全部視頻噪聲，射頻噪聲自差拍的部分視頻噪聲和檢波/視放產生的噪聲PV為

PV=kT0ΔfVFV(5-2)(5-3)其中，k為玻爾茲曼常數，T0為絕對溫度。沒有信號存在時的輸出噪聲功率Pn為(5-4)1．ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV

由于ΔfV位于ΔfR視放輸出的信號功率Ps為(5-5)噪聲電壓峰值與有效值之比為常數Kc(峰值系數)。假設有、無信號時的噪聲電壓峰值分別為Un+s、Un，則噪聲峰值與有效值U(n+s)e、Une的關系分別為(5-6)在切線靈敏度狀態(tài)下的信號電壓Us為(5-7)視放輸出的信號功率Ps為(5-5)噪聲電壓峰值與有效值之比為信號功率與其電壓具有如下關系:

(5-8)代入式(5-7)，轉換成功率關系,可得(5-9)如果忽略Pn，Pn+s的差別，則近似可得(5-10)根據式(5-9)，當接收機輸入端的信號功率為切線靈敏度時，由于Ps0=GRPTSS，因此信號功率與其電壓具有如下關系:(5-8)代入式(5-7)，

(5-11)在切線靈敏度狀態(tài)下，噪聲的自差拍分量大于信號與噪聲的互差拍分量a>b，取近似,(5-12)代入式(5-11),可得(5-13)(5-11)在切線靈敏度狀態(tài)下，噪聲的自差拍分量大于信號經配方整理，代入檢波前噪聲功率譜密度W0=kT0FRGR,可得(5-14)式中,A為檢波器品質常數,令Kc=2.5，ΔfR、ΔfV均以MHz為單位，括號外的FR以dB為單位，括號內的FR為真值，可得(5-15)經配方整理，代入檢波前噪聲功率譜密度W0=kT0FRGR,2．ΔfR>2ΔfV

視放輸出噪聲Pn+s將包括射頻信號與兩邊噪聲互差拍的部分視頻噪聲，射頻噪聲自差拍的部分視頻噪聲以及檢波/視放產生的噪聲PV，即

(5-16)沒有信號存在時的輸出噪聲功率同式(5-4)。根據式(5-9)，當接收機輸入端的信號功率為切線靈敏度時,(5-17)2．ΔfR>2ΔfV

視放輸出噪聲Pn+s將包括射經配方整理,可得(5-18)或(5-19)經配方整理,可得(5-18)或(5-19)3．檢波前高增益情況

由于低噪聲射頻放大器技術的發(fā)展及其在偵察接收機中的普遍應用，目前偵察接收機在檢波前的增益普遍很高，完全可以忽略檢波器和視頻放大器噪聲對接收機靈敏度的影響。由于AΔfV/(G2RF2R)很小，因此當ΔfV≤ΔfR≤2ΔfV時,當ΔfR>2ΔfV時,3．檢波前高增益情況

由于低噪聲射頻放大器技術的發(fā)5.1.3POPS的分析計算

由于切線信號靈敏度狀態(tài)下的輸出信噪比近似為8dB，典型偵察接收機POPS狀態(tài)下的輸出信噪比為14dB，在忽略檢波器小范圍內非線性影響的情況下，POPS可以直接由PTSS換算得到:(5-22)當檢波前系統(tǒng)增益較高時，檢波器主要工作于大信號線性檢波狀態(tài)。5.1.3POPS的分析計算

由于切線信號靈敏度狀態(tài)5.1.4PDS的分析計算

對于ΔfR≤2ΔfV的窄帶接收機，接收機射頻通道與視頻通道處于一種近匹配處理狀態(tài)，檢波器與視放產生的噪聲可以忽略不計，也可以直接采用窄帶接收機檢測靈敏度PDS計算的結果：

PDS=－114(dBm)+FR(dB)+10lgΔfR(dB)+D(dB)(5-23)

式中,ΔfR的單位仍為MHz；D稱為檢測因子，它是在給定虛警概率Pfa和檢測概率Pd的條件下，窄帶接收機線性系統(tǒng)輸出端所需要的信噪比。

由于雷達偵察接收機檢測的是逐個射頻脈沖信號，圖5-5粗略地給出了窄帶接收機單個脈沖檢測時D與Pfa、Pd的關系曲線。從圖中可見，當Pfa=10－6，Pd=0.9時，D≈13dB。5.1.4PDS的分析計算

對于ΔfR≤2ΔfV的窄由于同為窄帶接收機條件，同樣在檢波前具有較高的增益，同樣采用線性檢波器，所以式(5-20)和式(5-22)求得的POPS與式(5-23)求得的PDS是比較接近的。例如：某窄帶分析接收機檢波前具有足夠的增益，信道帶寬為10MHz，檢波后的視放帶寬為5MHz，如果要求檢測因子為14dB，則其工作靈敏度POPS和檢測靈敏度PDS分別為由于同為窄帶接收機條件，同樣在檢波前具有較高的增益，同樣圖5-5單個脈沖線性檢波時檢測概率和所需信噪比的關系曲線圖5-5單個脈沖線性檢波時檢測概率和所需信噪比的關系曲線

5.2偵察作用距離

5.2.1偵察方程

在忽略大氣傳播衰減、系統(tǒng)損耗、地面和海面反射等因素影響的情況下，假設雷達與雷達偵察機的相對位置和空間波束互指，如圖5-6所示，則經過偵察接收天線輸出的雷達發(fā)射信號功率為(5-24)式中，Pt、Gt、Ar、γr、R分別為雷達發(fā)射的脈沖功率(W)、天線增益(倍)、偵察接收天線的有效接收面積(m2)、偵察接收天線極化與雷達信號極化失配損失(倍，且≤1)、雷達發(fā)射天線與偵察接收天線之間的距離(m)。5.2偵察作用距離

5.2.1偵察方程圖5-6偵察機與雷達的空間關系示意圖圖5-6偵察機與雷達的空間關系示意圖Ar與天線增益Gr和波長λ的關系為(5-25)將其代入式(5-24)，可得(5-26)將偵察接收機靈敏度Prmin(W)代入式(5-26)中的接收信號功率，可得到簡化的偵察作用距離為(5-27)Ar與天線增益Gr和波長λ的關系為(5-25)將其代入式(5如果考慮雷達發(fā)射機到雷達發(fā)射天線之間的傳輸損耗L1(dB)，雷達發(fā)射天線波束非矩形引起的損耗L2(dB)，偵察接收天線波束非矩形引起的損耗L3(dB)，偵察天線到接收機之間的傳輸損耗L4(dB)，寬帶偵察帶內的起伏損耗L5(dB)等，需要對式(5-27)進行修正：(5-28)如果考慮雷達發(fā)射機到雷達發(fā)射天線之間的傳輸損耗L1(dB如果考慮大氣傳播衰減，則式(5-28)進一步修正為(5-29)其中，δ(dB/m)為單位距離(m)的大氣傳播衰減。由于式(5-29)不便于直接計算，一般是用式(5-28)計算后，再通過δ(dB/m)和圖5-7查曲線予以修正的。如果考慮大氣傳播衰減，則式(5-28)進一步修正為(5-29圖5-7大氣傳播衰減對作用距離的修正圖5-7大氣傳播衰減對作用距離的修正5.2.2偵察的直視距離

由于在微波頻段以上電磁波是近似直線傳播的，地球表面的彎曲對其傳播有遮蔽作用，故此偵察機與雷達之間的直視距離受到限制，如圖5-8所示。假設雷達發(fā)射天線和偵察接收天線高度分別為Ha、Hr,R為地球的半徑，則其間的直視距離為(5-30)5.2.2偵察的直視距離

由于在微波頻段以上電磁波是圖5-8地球曲率對直視距離的影響圖5-8地球曲率對直視距離的影響考慮到非均勻密度大氣層引起的電磁波傳播折射，使直視距離有所延伸，等效的地球半徑達到8490km，代入式(5-30)，可得(5-31)式中，Rsr以km為單位，Ha、Hr以m為單位。對雷達信號的偵察必須同時滿足能量條件和直視距離條件，所以實際的偵察作用距離Rr′是二者的最小值(5-32)考慮到非均勻密度大氣層引起的電磁波傳播折射，使直視距離有5.2.3偵察作用距離對雷達作用距離的優(yōu)勢

假設載有偵察接收機的作戰(zhàn)平臺也是雷達探測的目標，在忽略大氣傳播影響的簡化條件下，雷達對目標的探測距離Ra和偵察機對雷達的探測距離Rr分別為

(5-33)式中,σ為目標的雷達截面積(m2)，Pamin為雷達接收機靈敏度(W)。如果目標高度為Ht(由于偵察天線在目標上的安裝位置不同，可能使Ht≠Hr)，則雙方的直視距離分別為(5-34)5.2.3偵察作用距離對雷達作用距離的優(yōu)勢

假設載有雙方實際的作用距離分別為

Ra′a=min{Ra，Rsa}，Rr′=min{Rr，Rsr}(5-35)

偵察對雷達作用距離的優(yōu)勢表現(xiàn)為作用距離之比(即優(yōu)勢比r)大于所要求的數值，(5-36)地面和海面的雷達偵察設備受直視距離的影響比較嚴重，因此偵察天線應盡可能安裝在平臺的最高位置。雙方實際的作用距離分別為

Ra′a=min{Ra，R5.2.4對雷達旁瓣信號的偵察

旁瓣電平是雷達天線的一項重要指標，許多有源掩護干擾和反輻射攻擊都是從雷達天線旁瓣進行的。因此為了抗干擾、抗雜波、抗反輻射攻擊，現(xiàn)代雷達都要求盡量降低其旁瓣電平。天線旁瓣特性有最大旁瓣電平Gsmax(dB)和平均旁瓣電平Gsav(dBi)兩種表示方法，如圖5-9所示，其定義分別為(5-37)(5-38)5.2.4對雷達旁瓣信號的偵察

旁瓣電平是雷達天線的式中,Gs為最大旁瓣增益，Gsav是雷達天線的平均旁瓣增益。旁瓣偵察一般是指對雷達天線平均旁瓣輻射信號電平的偵收,因此將Gsav代入式(5-29)，可以得到旁瓣偵察時的作用距離(5-39)比較式(5-29)和(5-39)，若要達到相同的偵察作用距離，偵察接收機的靈敏度約需要提高Gt－Gsav(dB)。典型雷達天線的主瓣增益為25dB~40dB，平均旁瓣電平Gsav=－10dBi，旁瓣偵察時的偵察機靈敏度約需要提高35dB~50dB。式中,Gs為最大旁瓣增益，Gsav是雷達天線的平均旁瓣增益圖5-9天線旁瓣的表示方法圖5-9天線旁瓣的表示方法5.3偵察截獲概率與截獲時間

5.3.1前端的截獲概率與截獲時間

除了能量和直視距離條件以外(已在偵察作用距離中討論)，雷達偵察系統(tǒng)的前端是一個在時域、頻域、空域、極化等多維信號空間中的“濾波器”，只有當輸入信號的時域、頻域、空域、極化等特征落入“濾波器”帶內時，才能夠被接收機前端截獲。因此前段截獲事件包括了以下具體含義：

(1)空域截獲。(2)頻域截獲。(3)極化截獲。

前端的截獲概率和截獲時間是多維空間中的幾何概率問題，可以采用時間窗口函數模型來描述，如圖5-10所示。5.3偵察截獲概率與截