高頻功率放大器

關(guān)于高頻功率放大器第1頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.1諧振功率放大器基本工作原理2.1.1諧振功率放大器的電路組成

圖2.1是晶體管諧振功率放大器的原理電路。其中，V為高頻大功率管，通常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率管，能承受高電壓和大電流，有較高的特征頻率fT。晶體管的主要功用是在基極輸入信號的控制下，將集電極電源EC提供的直流能量轉(zhuǎn)換為高頻信號能量。第2頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六EB是基極偏置電壓，調(diào)整EB，可改變放大器工作的類型。EC是集電極電源電壓。集電極外接LC并聯(lián)振蕩回路的功用是作放大器負載。

放大器電路由集電極回路和基極回路兩部分組成，集電極回路由晶體管集電極、發(fā)射極、集電極直流電源和集電極負載組成?；鶚O回路由晶體管基極、發(fā)射極、偏置電源和外加激勵組成。由偏置電壓EB和外加激勵控制集電極電流的通斷，由集電極回路通過晶體管完成直流能量轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流能量。高頻諧振功率放大器主要研究集電極回路的能量轉(zhuǎn)換關(guān)系。第3頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.1諧振功率放大器原理電路第4頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.1.2工作原理要了解高頻諧振功率放大器的工作原理，首先必須了解晶體管的電流、電壓波形及其對應關(guān)系。晶體管轉(zhuǎn)移特性如圖2.2中虛線所示。由于輸入信號較大，可用折線近似轉(zhuǎn)移特性，如圖中實線所示。圖中U′B為管子導通電壓，gm為特性斜率。

第5頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.2丙類工作情況的輸入電壓、集電極電流波形

第6頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

設(shè)輸入電壓為一余弦電壓，即

ub=Ubmcosωt

則管子基極、發(fā)射極間電壓uBE為

uBE=EB+ub=EB+Ubmcosωt(2.1―1)

在丙類工作時，EB<U′B，在這種偏置條件下，集電極電流iC為余弦脈沖，其最大值為iCmax，電流流通的相角為2θ，通常稱θ為集電極電流的通角，丙類工作時，θ<π/2。把集電極電流脈沖用傅氏級數(shù)展開，可分解為直流、基波和各次諧波，因此，集電極電流iC可寫為第7頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

iC=IC0+ic1+ic2+…=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…(2.1―2)

式中，IC0為直流電流，Ic1m、Ic2m分別為基波、二次諧波電流幅度。諧振功率放大器的集電極負載是一高Q的LC并聯(lián)振蕩回路，如果選取諧振角頻率ω0等于輸入信號ub的角頻率ω，那么，盡管在集電極電流脈沖中含有豐富的高次諧波分量，但由于并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，振蕩回路兩端的電壓可近似認為只有基波電壓，即

uc=Ucmcosωt=Ic1mRecosωt(2.1―3)第8頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

式中，Ucm為uc的振幅；Re為LC回路的諧振電阻。晶體管集電極、發(fā)射極間電壓uCE等于

uCE=EC-uc=EC-Ｕcmcosωt(2.1―4)ub、iC、ic1、uc、uCE之間的時間關(guān)系波形如圖2.3所示。第9頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.3電流、電壓波形第10頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

由圖可見，雖然集電極電流為脈沖，但由于LC并聯(lián)諧振回路的選頻濾波作用，集電極電壓仍為余弦波形，且uCE與uBE反相。另外，已知集電極電流iC中有很多諧波分量，如果將LC振蕩回路調(diào)諧在信號的n次諧波上，即ω0=nω，則在回路兩端將得到nω的電壓uc=IcnmRencosnωt的輸出信號，它的頻率是激勵信號頻率的n倍，所以這種諧振功率放大器稱為倍頻器。第11頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.1.3高頻諧振功率放大器中的能量關(guān)系在集電極電路中，LC振蕩回路得到的高頻功率為(2.1―5)

集電極電源EC供給的直流輸入功率為(2.1―6)

直流輸入功率PE與集電極輸出高頻功率Po之差為集電極耗散功率PC，即(2.1―7)第12頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

它是耗散在晶體管集電結(jié)上的損耗功率。集電極效率ηC為輸出高頻功率Po與直流輸入功率PE之比，即(2.1―8)

它是表示集電極回路能量轉(zhuǎn)換的重要參數(shù)。諧振功率放大器就是要獲取盡量大的Po和盡量高的ηC。由式(2.1―8)可見，集電極效率ηC決定于比值Ic1m/IC0與Ucm/EC的乘積，前者稱為波形系數(shù)g1(θ)，即(2.1―9)第13頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

后者稱為集電極電壓利用系數(shù)ξ，即(2.1―10)因此式(2.1―8)又可寫為(2.1―11)第14頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

丙類放大器效率高還可從集電極損耗功率來看。由可知，當Po一定時，減小PC可提高ηC。PC可表示為(2.1―12)

因此，減小iC·uce及通角θ可減小PC，由圖2.3可看出，iC的最大值與uce的最小值對應，通角θ越小，iC越集中在ucemin附近，集電極損耗也就越小。第15頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

在高頻功率放大器中，提高集電極效率的同時，還應盡量提高輸出功率。根據(jù)式(2.1―7)和式(2.1―8)，可得(2.1―13)

可見，當晶體管允許損耗功率PC一定時，ηC越高，輸出功率Po越大。第16頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

2.2丙類諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析

2.2.1解析分析法解析分析法首先要解決的問題是找到器件的數(shù)學模型。由于晶體管處于大信號非線性工作區(qū)，特性曲線可用折線近似，如晶體管轉(zhuǎn)移特性可用圖2.4(a)表示，晶體管特性放大區(qū)的表示式可寫為(2.2―1)截止區(qū)的表示式可寫為第17頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.4理想化的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性

(a)轉(zhuǎn)移特性；(b)輸出特性第18頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

晶體管的輸出特性，在放大區(qū)忽略基調(diào)效應的情況下，可認為特性曲線是一組與橫軸平行的水平線。在飽和區(qū)，用這些特性曲線從放大區(qū)進入飽和區(qū)的臨界點相連起來的一條直線加以近似，這條直線叫臨界線，其斜率用Scr表示，如圖2.4(b)所示。這樣，在飽和區(qū)晶體管特性的表示式可寫為(2.2―2)

晶體管外部電壓為：uBE=EB+Ubmcosωt,uCE=EC-Ucmcosωt，因此放大區(qū)晶體管集電極電流為第19頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

當ωt=θ時，iC=0，則(2.2―3)當當ωt=0時，(2.2―4)由此可得集電極余弦脈沖電流的解析表示式為(2.2―5)第20頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

根據(jù)傅立葉級數(shù)展開公式，iC中的直流分量為(2.2―6a)基波分量的幅值為(2.2―6b)n次諧波分量的幅值為(2.2―6c)第21頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.5余弦脈沖分解系數(shù)與θ的關(guān)系曲線第22頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

2.2.2動特性曲線——圖解分析法動特性曲線是在晶體管的特性曲線上畫出的諧振功率放大器瞬時工作點的軌跡。小信號電壓放大器是純電阻負載，晶體管僅僅在放大區(qū)工作，因此可近似等效為一個線性元件。小信號電壓放大器瞬時工作點的軌跡就是負載線，是一條直線。諧振功率放大器是非線性工作，各個區(qū)域的特性曲線方程不同，因此各個區(qū)域工作點的移動規(guī)律也不同，所以稱其為動特性曲線，以示與負載線的區(qū)別。第23頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

已知放大區(qū)集電極電流表示式為又根據(jù)uCE=EC-Ucmcosωt寫出這樣，可得(2.2―7)第24頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

可見，iC與uCE是直線關(guān)系，兩點決定一條直線，因此只要在輸出特性上求出諧振功率放大器的兩個瞬時工作點，它們的連線就是晶體管放大區(qū)的動特性曲線。根據(jù)式(2.1―1)和式(2.1―4)的公式，取ωt=0，則有據(jù)此在圖2.6所示的輸出特性上確定C點。再取，則第25頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

確定B點。在丙類狀態(tài)工作時，EB<U′B，甚至可能為負值，因此B點的確定可以采用將放大區(qū)特性曲線按比例向下延伸，先找到假想的UBE=EB的特性曲線，從而確定B點(見圖2.6)。連CB，與橫軸交于A點，CA直線即為放大區(qū)的動特性。截止區(qū)(iC=0)的動特性是橫軸上的一段，其端點D可這樣確定：取ωt=π，則第26頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.6動特性曲線與集電極電流波形第27頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.2.3諧振功率放大器的工作狀態(tài)諧振功率放大器的工作狀態(tài)是根據(jù)uBE=uBEmax、uCE=uCEmin時瞬時工作點C在靜特性曲線上所處位置確定的。當C點落在輸出特性(對應uBEmax的那條)的放大區(qū)時，為欠壓狀態(tài)；當C點正好落在臨界點上時，為臨界狀態(tài)；當C點落在飽和區(qū)時，為過壓狀態(tài)。諧振功率放大器的工作狀態(tài)必須由EC、EB、Ubm、Ucm四個參量決定，缺一不可，其中任何一個量的變化都會改變C點所處的位置，工作狀態(tài)就會相應地發(fā)生變化。第28頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

當Re比較小時，Ucm=Ic1m·Re也比較小，C點處在輸出特性的放大區(qū)，諧振功率放大器在欠壓狀態(tài)工作，集電極電流為余弦脈沖，相應的動特性、集電極電流iC波形如圖2.7中①所示。當Re增大時，Ucm增大，uCEmin減小，C點沿uBEmax的輸出特性左移。若放大器仍處于欠壓狀態(tài)，集電極電流波形不變。Re繼續(xù)增大，若C點正好移在特性的臨界點C′時，放大器處于臨界狀態(tài)工作，集電極電流仍為余弦脈沖，相應的動特性、集電極電流iC波形如圖2.7中②所示。第29頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.7三種狀態(tài)下的動特性及集電極電流波形

第30頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

繼續(xù)增大Re，Ucm繼續(xù)增加，uCEmin繼續(xù)減小，C點將移至uBEmax輸出特性的飽和區(qū)(圖中以C″表示)，這時諧振功率放大器處于過壓狀態(tài)工作。過壓狀態(tài)下動特性可這樣得出：將uBEmax輸出特性曲線放大區(qū)擴展至縱軸，uCEmin與uBEmax交于E點，連接EB與臨界飽和線交于F點，與橫軸交于A″點，F(xiàn)A″是放大區(qū)的動特性，C″F則為瞬時工作點落入飽和區(qū)后的動特性。工作點進入截止區(qū)后，動特性應以橫軸代替。集電極電流iC波形為一凹陷脈沖，動特性曲線及iC波形如圖2.7中③所示。第31頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

2.2.4負載特性負載特性是指當保持EC、EB、Ubm不變而改變Re時，諧振功率放大器的電流IC0、Ic1m，電壓Ucm，輸出功率Po，集電極損耗功率PC，電源功率PE及集電極效率ηC隨之變化的曲線。從上面動特性曲線隨Re變化的分析可以看出，Re由小到大，工作狀態(tài)由欠壓變到臨界再進入過壓。相應的集電極電流由余弦脈沖變成凹陷脈沖，如圖2.8(a)所示。第32頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.8電流波形隨Re的變化及其負載特性

(a)電流波形；(b)、(c)負載特性第33頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.8電流波形隨Re的變化及其負載特性

(a)電流波形；(b)、(c)負載特性第34頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

根據(jù)圖2.8(b)所示關(guān)系曲線，各功率、效率隨Re變化曲線很容易畫出。由于PE=EC·IC0，因此，PE的變化規(guī)律與IC0相同。又因為

因此，在欠壓狀態(tài)，P0∝Ucm，在過壓狀態(tài)，Po∝Ic1m。再根據(jù)第35頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六表2.1三種工作狀態(tài)的比較第36頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.2.5EC、EB、Ubm對諧振功率放大器性能的影響

1.集電極調(diào)制特性集電極調(diào)制特性是指當保持EB、Ubm、Re不變而改變EC時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率隨之變化的曲線。由于uBEmax=EB+Ubm不變，所以當EC由小增大時，uCEmin=EC-Ucm也將由小增大，因而由uCEmin、uBEmax決定的瞬時工作點將沿uBEmax這條輸出特性由特性的飽和區(qū)向放大區(qū)移動，工作狀態(tài)由過壓變到臨界再進入欠壓，iC波形由iCmax較小的凹陷脈沖變?yōu)閕Cmax較大的尖頂脈沖，如圖2.9(a)所示。第37頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

由圖2.9(a)，可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(b)所示。根據(jù)圖2.9(b)，可定性畫出PE、Po、ηC與EC的關(guān)系曲線，如圖2.9(c)所示。由集電極調(diào)制特性可知，在過壓區(qū)域，輸出電壓幅度Ucm與EC成正比。利用這一特點，可以通過控制EC的變化，實現(xiàn)電壓、電流、功率的相應變化，這種功能稱為集電極調(diào)幅，所以稱這組特性曲線為集電極調(diào)制特性曲線。

第38頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.9集電極調(diào)制特性

第39頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.9集電極調(diào)制特性

第40頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.基極調(diào)制特性基極調(diào)制特性是指當EC、Ubm、Re保持不變而改變EB時，功放電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。當EB增大時，會引起θ、iCmax增大，從而引起IC0、Ic1m、Ucm增大。由于EC不變，uCEmin=EC-Ucm則會減小，這樣勢必導致工作狀態(tài)會由欠壓變到臨界再進入過壓。進入過壓狀態(tài)后，集電極電流脈沖高度雖仍有增加，但凹陷也不斷加深，iC波形如圖2.10(a)所示。第41頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

根據(jù)圖2.10(a)，可定性畫出IC0、Ic1m、Ucm隨EB的變化曲線，如圖2.10(b)所示。再根據(jù)圖2.10(b)，可畫出Po、PE、ηC隨EB變化的曲線，如圖2.10(c)所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，集電極電壓的幅度Ucm與EB基本成正比，利用這一特點，可通過控制EB實現(xiàn)對電流、電壓、功率的控制，稱這種工作方式為基極調(diào)制，所以稱這組特性曲線為基極調(diào)制特性曲線。第42頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六3.放大特性放大特性是指當保持EC、EB、Re不變，而改變Ubm時，功率放大器電流IC0、Ic1m，電壓Ucm以及功率、效率的變化曲線。Ubm變化對諧振功率放大器性能的影響與基極調(diào)制特性相似。iC波形及IC0、Ic1m、Ucm、Po、PE、ηC隨Ubm的變化曲線如圖2.11(a)、2.11(b)、2.11(c)所示。由圖可見，在欠壓區(qū)域，輸出電壓振幅與輸入電壓振幅基本成正比，即電壓增益近似為常數(shù)。利用這一特點可將諧振功率放大器用作電壓放大器，所以稱這組曲線為放大特性曲線。第43頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.10基極調(diào)制特性第44頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.10基極調(diào)制特性第45頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.11放大特性

第46頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.11放大特性

第47頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.3諧振功率放大器的高頻特性2.3.1基區(qū)渡越效應晶體管在低頻工作時，認為iC、iE是同時產(chǎn)生的。但當工作頻率較高時，在激勵電壓加于輸入端后，發(fā)射極發(fā)射載流子，經(jīng)基區(qū)擴散到集電極，漂移過集電結(jié)，形成集電極電流iC。第48頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

當這一渡越過程所需的時間可以與信號周期相比擬時，集電極電流iC比iB,iE均要落后一相角φ，且由于電子運動不規(guī)則，引起渡越的分散性，從而造成集電極電流脈沖峰值減小，脈沖展寬，最終導致Ic1m減小，輸出功率Po減小，集電極效率ηC降低。第49頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.3.2rbb′影響當頻率增高時，由于iC的最大值下降且滯后于iE，因此使基極電流iB增大，將導致Ib1m增大，發(fā)射結(jié)的阻抗顯著減小，rbb′的影響相對增大，最終導致加在發(fā)射結(jié)的有效輸入電壓下降。若要求加至發(fā)射結(jié)上的輸入電壓保持不變，必須使基極的輸入電壓增大，從而輸入功率增大，功率增益下降。第50頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.3.3飽和壓降影響工作頻率升高加上大注入的影響，將使功率管的飽和壓降uCES增大(工作頻率為幾十兆赫時，uCES>3V；工作頻率為幾百兆赫時，uCES>5V)。在電源電壓EC相同時，飽和壓降增大，導致集電極臨界輸出電壓ucmcr減小，從而使放大器的輸出功率、效率、功率增益均相應減小。第51頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.3.4引線電感、極間電容的影響當工作頻率更高時，引線電感、極間電容的影響就逐漸顯著。在共射極放大電路中，發(fā)射極引線電感的影響最為嚴重，因為發(fā)射極電流在其上產(chǎn)生的反饋電壓將導致增益和輸出功率的下降。極間電容將使輸入阻抗減小，寄生反饋增加，造成放大器工作不穩(wěn)定。因此，在設(shè)計諧振功率放大器時，必須選取特征頻率fT遠高于工作頻率，以保證正常工作。第52頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.4諧振功率放大器電路

前面，我們對諧振功率放大器的原理電路進行了分析，但實際的諧振功率放大器電路，往往要比原理電路復雜得多。它通常包括直流饋電(包括集電極饋電和基極饋電)和匹配網(wǎng)絡(luò)(包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò))兩個部分，現(xiàn)分別介紹如下。第53頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.4.1直流饋電線路

1.饋電原則欲使諧振功率放大器正常工作，各電極必須接有相應的饋電電源。直流饋電必須遵循以下原則。諧振功放的集電極饋電線路，應保證集電極電流iC中的直流分量IC0只流過集電極直流電源EC(即：對直流而言，EC應直接加至晶體管c、e兩端)，以便直流電源提供的直流功率全部交給晶體管；還應保證諧振回路兩端僅有基波分量壓降(即：對基波而言，回路應直接接到晶體c,e兩端)，以便把變換后的交流功率傳送給回路負載；另外也應保證外電路對高次諧波分量icn呈現(xiàn)短路，以免產(chǎn)生附加損耗。第54頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

對上述這些原則的電路示意說明如圖2.12所示。諧振功放的基極饋電線路的組成原則與集電極饋電線路相仿。第一，基極電流中的直流分量IB0只流過基極偏置電源(即EB直接加到晶體管b,e兩端)。第二，基極電流中的基波分量ib1只流過輸入端的激勵信號源，以便使輸入信號控制晶體管的工作，實現(xiàn)放大。這些原則的電路示意說明如圖2.13所示。第55頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.12集電極饋電線路組成原則說明(a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次諧波通路第56頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.13基極饋電線路組成原則說明

(a)直流通路；(b)基波通路第57頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.集電極饋電線路集電極饋電可分為兩種形式，一種為串聯(lián)饋電，另一種為并聯(lián)饋電。

(1)串聯(lián)饋電。集電極串聯(lián)饋電是一種在電路形式上直流電源EC，集電極諧振回路負載，晶體管c,e三者為串聯(lián)連接的饋電方式，如圖2.14(a)所示。第58頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.14集電極饋電線路(a)串聯(lián)饋電形式；(b)并聯(lián)饋電形式第59頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六(2)并聯(lián)饋電。與串饋相對應，集電極并饋線路是指直流電源EC，集電極諧振回路負載，晶體管c,e三者在電路形式上為并聯(lián)連接的一種饋電方式，如圖2.14(b)所示。圖中，CC2為旁路電容，CC1為隔直流電容，LC為高頻扼流圈?？梢钥闯觯捎贚C、CC1、CC2這些阻隔元件和旁路元件的存在，使得該電路同樣符合集電極饋電線路的組成原則。第60頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六3.基極饋電線路基極饋電線路原則上和集電極饋電相同，也有串饋與并饋之分?；鶚O串聯(lián)饋電是指偏置電壓EB，輸入信號源ub及管子b,e三者在電路形式上為串聯(lián)連接的一種饋電方式，而在電路形式上為并聯(lián)連接的則稱為并聯(lián)饋電。第61頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六(1)串聯(lián)饋電。串聯(lián)饋電如圖2.15(a)所示。圖中CB2為濾波旁路電容。由圖可見，EB，ub，管子b,e三者為串聯(lián)連接，基極電流中的直流分量IB0只流過偏置電壓EB，而基波分量ib1只通過激勵信號源ub，符合饋電線路原則。

(2)并聯(lián)饋電?；鶚O并饋線路如圖2.15(b)所示。圖中，LB為基極高頻扼流圈，CB1、CB2為耦合、旁路電容。由圖可見，輸入回路、EB、管子輸入端三者相并聯(lián)；ib1只通過激勵信號源ub；IB0只通過偏置電壓EB。第62頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.15基極饋電線路(a)串饋電路；(b)并饋電路第63頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六(3)偏壓EB的獲得。在丙類諧振功率放大器中，基極偏置電壓EB可為小的正偏壓、負偏壓及零偏壓。正的EB可用分壓獲得，如圖2.16(a),(b)所示。但應注意，分壓電阻數(shù)值應適當選大些，以減小分壓電路的功耗。負偏置電壓不給出能量，只消耗能量，所以可用自給偏置電路獲得。自偏置分為基極自給偏置及發(fā)射極自給偏置?；鶚O自給偏置電路如圖2.17(a),(b)所示。發(fā)射極自給偏置電路如圖2.18所示。零偏壓電路如圖2.17(b)所示。第64頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.16分壓偏置第65頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.17基極自給偏置電路第66頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.18發(fā)射極自給偏置電路第67頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.4.2輸出匹配網(wǎng)絡(luò)高頻功率放大器中都要采用一定形式的回路，以使它的輸出功率能有效地傳輸?shù)截撦d(下級輸入回路或者天線回路)。這種保證外負載與諧振功率放大器最佳工作要求相匹配的網(wǎng)絡(luò)常稱為匹配網(wǎng)絡(luò)。如果諧振功率放大器的負載是下級放大器輸入阻抗，應采用“輸入匹配網(wǎng)絡(luò)”或“級間耦合網(wǎng)絡(luò)”；如果諧振功率放大器的負載是天線或其他終端負載，應采用“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的要求略有不同，但基本設(shè)計方法相同，這里主要討論輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。第68頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

“輸出匹配網(wǎng)絡(luò)”。對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的要求略有不同，但基本設(shè)計方法相同，這里主要討論輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)介于功率管和外接負載之間，如圖2.19所示。對它的主要要求是：

(1)匹配網(wǎng)絡(luò)應有選頻作用，充分濾除不需要的直流和諧波分量，以保證外接負載上僅輸出高頻基波功率。通常，濾波性能的好壞用濾波度Φn表示，即(2.4―1)第69頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.19匹配網(wǎng)絡(luò)第70頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

式中，Ic1m、Icnm分別表示集電極電流脈沖中基波分量及n次諧波分量的幅度；IL1m,ILnm則表示外接負載中電流基波分量及n次諧波分量的幅度。Φn越大，濾波性能越好。

(2)匹配網(wǎng)絡(luò)還應具有阻抗變換作用，即把實際負載ZL的阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)榧冏栊裕移鋽?shù)值應等于諧振功率放大器所要求的負載電阻值，以保證放大器工作在所設(shè)計的狀態(tài)。若要求大功率、高效率輸出，則應工作在臨界狀態(tài)，因而需將外接負載變換到臨界負載電阻。第71頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六(3)匹配網(wǎng)絡(luò)應能將功率管給出的信號功率高效率傳送到外接負載RL上，即要求匹配網(wǎng)絡(luò)的效率(稱為回路效率ηk)高。

(4)在有n個電子器件同時輸出功率的情況下，應保證它們都能有效地傳送功率給公共負載，同時又要盡可能地使這幾個電子器件彼此隔離，互不影響。第72頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六1.并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)諧振回路型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的一般形式如圖2.20所示?？梢姡灰C振回路的Q值足夠大，它就具有很好的濾波作用；調(diào)整抽頭位置或初、次級匝數(shù)比，即可完成阻抗變換。為便于理解，舉例加以說明(有關(guān)LC并聯(lián)回路的基礎(chǔ)知識請參看附錄三)。

[例題］諧振功放電路如圖2.21(a)所示。要求其工作狀態(tài)如圖2.21(b)所示。已知RL=100Ω，f0=３０ＭＨz，B=1.5MHz，C=100pF,EC=12V，N1+N2=60匝。求：N3,N1,N2。第73頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.20諧振回路型輸出匹配電路第74頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.21例題圖第75頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

解由動特性可知，諧振功放工作在臨界狀態(tài)。變壓器通過改變其線圈匝數(shù)比值，實現(xiàn)阻抗變換。由動特性可知

由于所以第76頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

查表可知a1(θ)≈0.4，因此可見，須將RL=100Ω變換為Re=250Ω，才能保證放大器在臨界狀態(tài)工作。與此同時，還應保證諧振回路的諧振頻率f0和帶寬B符合要求。由電路理論知第77頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

特性阻抗ρ為因此，LC回路兩端的諧振阻抗R′e為而因此匝第78頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六又由于所以匝第79頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.濾波器型匹配網(wǎng)絡(luò)用LC濾波器作匹配網(wǎng)絡(luò)，有L型、Π型、T型等，各種匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性，都是以串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換為基礎(chǔ)，下面作一介紹。

(1)串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換。若需將電阻、電抗串聯(lián)電路(Rs、Xs串聯(lián))與它們相并聯(lián)的電路(Rp、Xp并聯(lián))之間作恒等變換，如圖2.22所示，則可根據(jù)端導納相等的原則進行變換，即第80頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

就可得到所需的串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式，即(2.4―2)(2.4―3)式中

為品質(zhì)因數(shù)，一般都大于1。由(2.4―2)和式(2.4―3)可見，并聯(lián)形式電阻Rp大于串聯(lián)形式電阻Rs；轉(zhuǎn)換前后電抗性質(zhì)不變，且電抗值相差很小。第81頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.22

第82頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六(2)L型匹配網(wǎng)絡(luò)。設(shè)有一諧振功放，要求的臨界狀態(tài)電阻為Re，負載為天線，呈現(xiàn)純阻性rA，且rA<Re，應如何設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)呢?

首先，因為rA<Re，故rA應為串聯(lián)型電阻，令一電抗與rA相串聯(lián)，則變?yōu)椴⒙?lián)形式時，電阻可增大，若再進一步選取合適的Qe值，使并聯(lián)電阻Rp=Re，則天線電阻rA就可變換為Re。但尚存有一電抗，只要另加一相反性質(zhì)電抗與之并聯(lián)，使之在信號頻率上諧振，即可消除其影響。根據(jù)上述原則，就有如圖2.23(a),(b)所示兩種L型匹配網(wǎng)絡(luò)。第83頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.23L型匹配網(wǎng)絡(luò)第84頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

進一步考察圖2.23(a),(b)，顯然圖2.23(a)為高通網(wǎng)絡(luò)，而圖2.23(b)為低通網(wǎng)絡(luò)，具有良好的濾波作用，應用更為廣泛。圖2.23(c)、(d)表示了圖(b)L型網(wǎng)絡(luò)的串、并聯(lián)阻抗等效變換。

L型匹配網(wǎng)絡(luò)如何設(shè)計呢?

若給定功率管要求的Re，則由式(2.4―2)可得(2.4―5)第85頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

由式(2.4―4)可得(2.4―6)(2.4―7)(3)Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)。Π型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.24(a)所示。顯然，它可以視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)，如圖2.24(b)所示。Π型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點是高→低→高。第86頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六T型網(wǎng)絡(luò)的形式如圖2.24(c)所示。它同樣可視作是兩節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)的級聯(lián)，如圖2.24(d)所示。與Π型匹配網(wǎng)絡(luò)相反，T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特點是低→高→低。前面的討論認為天線為純電阻rA，但實際上天線常為阻容性負載。這時，可以把它的電容歸入匹配網(wǎng)絡(luò)電抗中去，按前面純阻負載情況進行分析。表2.2列出了常用匹配網(wǎng)絡(luò)及相應設(shè)計公式。第87頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.24Π型匹配網(wǎng)絡(luò)和T型匹配網(wǎng)絡(luò)第88頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六表2.2第89頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六第90頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.4.3諧振功率放大器的實用電路圖2.25所示為一工作頻率為160MHz的諧振功率放大器，它向50Ω的外接負載提供13W功率，功率增益為9dB。由圖可見，基極采用自給偏置，由高頻扼流圈LB中的直流電阻產(chǎn)生很小的負偏壓EB。第91頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

集電極采用并饋，LC為高頻扼流圈，CC為旁路電容。在放大器輸入端采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C1、C2使得功率管的輸入阻抗在工作頻率上，變換為前級放大器所要求的50Ω匹配電阻。放大器的輸出端采用L型匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)C3、C4，使得50Ω的外接負載電阻在工作頻率上，變換為放大器所要求的匹配電阻。第92頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六圖2.25實際諧振功放電路第93頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.5高效率高頻功率放大器及功率合成技術(shù)1.丁類高頻功率放大器在丙類高頻功放中，提高集電極效率是依靠減小集電極電流的通角θ來實現(xiàn)的。這使集電極電流只在集電極電壓uCE為最小值附近的一段時間內(nèi)流通，從而減小了集電極損耗，提高了效率ηC。若能使集電極電流導通期間，集電極電壓為零或接近于零，則必能進一步提高效率。丁類功率放大器就是根據(jù)這一原理設(shè)計的高效功放。第94頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

丁類功率放大器有兩種類型，一類為電壓開關(guān)型電路，另一類為電流開關(guān)型電路。下面以電壓開關(guān)型電路為例說明丁類功率放大器的工作原理。電壓開關(guān)型電路如圖2.26(a)所示。兩個同型NPN管V1、V2串聯(lián)，并加上電源電壓EC。輸入變壓器使V1、V2由相位相反的大電壓驅(qū)動，因而V1、V2輪流接通。負載電阻RL與L0、C0構(gòu)成一高Q串聯(lián)諧振回路，并調(diào)諧于激勵信號頻率。如果忽略管子導通時的飽和壓降，則兩個晶體管就可等效于圖2.26(b)所示單刀雙擲開關(guān)。第95頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六

圖2.26電壓開關(guān)型丁類放大器的線路和波形

第96頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44分，星期六2.戊類高頻功率放大器戊類功率放大器原理電路如圖2.27(a)所示。它用單管作開關(guān)，驅(qū)動無源負載網(wǎng)絡(luò)。無源網(wǎng)絡(luò)由接在集電極和負載之間的L0,C0、C串聯(lián)諧振回路構(gòu)成，電容C包括管子輸出電容C1及為達到所需性能而外接的電容C2。第97頁，共110頁，2022年，5月20日，18點44