開關電源高頻變壓器設計

開關電源高頻變壓器的設計磁性元件基礎主變壓器設計相關參量主變壓器設計舉例常見材料開關式磁性元件中的功率損耗很大，且有時難以預測?？梢詫⑺鼈兎纸鉃槿S場的問題進行分析。繞組損耗通常比磁芯損耗更麻煩。趨膚效應——高頻電流聚集在導體表面——是眾所周知的，但這并不是最嚴重的問題。鄰近效應——由于鄰近的導體所感生的場而引起——更為顯著，并且更難預測。使用正弦波的早期研究不足以解釋開關式電源中典型的波形損耗。在高頻磁性元件設計中，掌握基本原理是很必要的。高頻磁性元件的繞組損耗EDDYCURRENT渦流●趨膚效應是由導體中的電流在該導體內部感生的渦流造成的?！襦徑怯上噜弻w中的電流在這個導體中感生的渦流造成的。EDDYCURRENT渦流SKINEFFECT趨膚效應PROXIMITYEFFECT鄰近效應渦流示意圖上部線圈的場感生了下部導體中的電流。渦流示意圖(續(xù))●電流根據(jù)右手法則產生磁場（虛線表示磁通）●磁通引起渦流，類似于變壓器中的次級電流。例如：在100kHz下，趨膚深度為0.2。銅的趨膚深度

Rac/Rdc與直徑的關系例如：如果直徑為7倍的趨膚深度，Rac=2Rdc。鄰近效應

(注意反向電流)在100kHz并帶有矩形波（諧波含量豐富）的情況下，鄰近效應遠比趨膚效應重要。鄰近效應

(多條平行導線)當變壓器和電感中使用平行銅導線時出現(xiàn)這種現(xiàn)象。MagneticMotiveForce(MMF)磁動勢渦流損耗和場中存儲的能量與|H|2成正比。要合理設計高頻繞組，你必須知道場強（H）為多少。

MMF圖是確定繞組中的H的有用工具。F=NI=Hle

MMF圖是一個很有用的工具，有助于安排繞組結構，減少損耗和漏感，因為它能夠直觀地顯現(xiàn)不同繞組安排在一個繞組結構的場中的效果。單層線圈的MMF圖H=NI/le0E-ECore

E-E磁芯

H從外部的0上升至內部的NI/le，再降回外部的0。帶有4層繞組的MMF圖4I3I2II0

H在每層中增加，在線圈內部保持4I，然后逐層遞減，在外部回到0。注意:

功率損耗與H2成正比！主變壓器的設計最重要的是：確定輸入電壓的范圍。在APFC輸入電源中，APFC輸出電壓最大值通常為400V。變壓器的最小輸入電壓通常取決于需要多大的保持時間

——即斷開輸入電源后電源能夠持續(xù)工作的時間。對于交流輸入電源，無論有或沒有PFC，在變換器的輸入端都有一個儲能電容器。對于保持特性的設計需要選擇電容值以及變換器的工作電壓范圍。變換器的工作電壓范圍決定了變壓器的設計。保持時間與母線電壓的關系

對于直流母線電壓衰減至初始值的一個給定比例所能達到的保持時間為多長？設從母線儲能電容器中吸取的能量為W，則：注意:當能量的一半被吸取出來，則電壓衰減至初始值的70.7%。額定功率與母線電壓的關系

這是母線電壓衰減至定額功率負載時的情況。橫軸的尺度并不重要，但要注意，當電壓降低至50％以下，向下的斜率則更大。

這表明了將最終電壓選為低于50％的值不理想。

允許較低的最終電壓會使正常的工作占空比降低，從而輸出二極管上的峰值電壓也會變得較高。選擇取決于可用的電容值和二極管耐電壓。不要忘了電容的公差（通常為－20％至＋20％）。

假設輸入有APFC,選擇400V作為額定母線電壓。設計舉例

采用450V的母線儲能濾波電容器，500V的FET用于雙晶體管正激、半橋或全橋變換器，或900V到1000V的FET用于單端正激變換器中。

最終電壓設計為60％（240V直流）。給定最大占空比為45％，額定占空比為27％。

這樣得到的最小電容值為輸出功率變換器中每瓦特輸出功率0.4uF，保持時間為20ms。儲能電容的詳細計算

C＝0.4uF/瓦特到最后的功率級(忽略效率)答案是……主變壓器的設計

高頻變壓器的設計是一項挑戰(zhàn)。磁芯損耗通常不能忽略。繞組損耗往往很嚴重。通常，變壓器中的繞組損耗比電感中的更難處理，因為繞組電流中的高頻分量比電流的平均值大。高頻繞組損耗與繞組結構有很大的關系。層數(shù)、導線尺寸、交錯技術都很重要的，一些折衷選擇往往。面積乘積(Aw?Ae)

磁芯尺寸取決于處理的功率，這是有道理的，因為：窗口面積與電流成正比。磁芯面積與電壓成正比。因此可以推出Aw·Ae=V·I=功率

為簡便起見，我們沒有提及頻率。磁芯面積與磁通成正比：Φ=B·S=V·t=V/f因此，AP=(V·I)/f。在較高的頻率下，給定的磁芯尺寸能夠處理更大的功率。

但并非這么簡單。磁芯面積與磁通成正比：Φ=B·S=V·t=V/f在給定的溫升下，電流密度與尺寸有關。鄰近效應和趨膚效應在較高頻率引起較大的導線損耗。面積乘積的詳細描述

在低頻（20kHz

及以下）時，我們可以使用簡單的飽和限制AP，因為我們可以使磁通密度擺動到Bmax，而不會導致過高的磁芯損耗。

在較高的頻率（100kHz

及以上）時，我們必須根據(jù)容許的磁芯（由容許溫升得出）損耗來選擇Bmax。

無論是低頻和高頻的情況下，我們都要使用電流密度J，其值與尺寸有關（考慮到熱因素）。如果你能選擇J的話,這樣的設計是可行的。J（電流密度）根據(jù)期望的溫升和結構的尺寸而變化。根據(jù)經驗，當溫升在自然對流冷卻時為30oC時，J30=420AP-0.24A/cm2

例如，如果AP＝1，J的取值為420A/cm2。如果AP=2，J=356。將這個與尺寸有關的J代入AP的表達式，得到飽和限制面積乘積當磁通的擺動受到磁芯損耗的限制時，以ΔBmax代替BMAX

，而以ΔImax

代替Imax

。磁芯損耗限制面積乘積根據(jù)之前的討論，最終電壓設計為60％（240V直流）。給定最大占空比為45％，額定占空比為27％（400V直流母線）。3.3V輸出中的占空比約為3.3/5。5V,10A3.3V,5AMagAmpReset12V,3A-+++--PWMControl+Bus+BusReturnPowerStageOutputCircuitsX’FMRTransformerRequirementsVinrange

240–400VdcOutput1

5V,10A

Output2 3.3V,5A

Output3 12V,3A

Frequency

100kHz

Max.temp.rise

40oC

Cooling

Naturalconvection

Dutyratio

27%to45%基本規(guī)格假設5V的整流器是肖特基型，具有.4V的壓降。假設12V的整流器具有.8V的壓降。這些是大致的假設，但包括了IR壓降。這樣輸出電壓應為5.4V和12.8V。我們在脈沖期間和周期的其余時間都損失了二極管壓降，所以只要把二極管壓降加到輸出電壓上即可。輸出繞組間的匝數(shù)比：12.8/5.4=2.37。使用2匝和5匝？12V的輸出就是5/2x5.4–0.8=12.7V。如果是3匝和7匝，則為11.8V。如果磁通密度合理，則選用2匝和5匝。5V次級上的峰值電壓是5.4V/(d=.27)=20V。輸出電壓和匝數(shù)比根據(jù)制造商的推薦，基于功率和頻率，或根據(jù)面積乘積選擇磁芯尺寸。其中正激變換器的K=0.014針對100mW/cm3

的磁芯損耗選擇DB（DB

是磁芯損耗曲線上B的兩倍）。以上公式基于電流密度（J）為420A/cm2

，窗口利用率為40％的銅。對于磁性材料P，B=0.12TDB=0.24T在120W,100kHz下：AP=0.253cm4T選擇PQ2620磁芯（面積約26mm2

；20mm高）磁芯選擇列出你的公司使用的標準磁芯，以及你在設計中要用到的參數(shù)。在此Excel電子表格中，可以根據(jù)需要，按AP、底面積、高度排序。速查表PQ2620磁芯的熱阻為24oC/W(根據(jù)斜率計算,60oC/2.5W=24oC/W）。確定磁芯的熱阻確定允許功耗和Plim=oCrise/RT=40/24=1.63watts平均分配磁芯損耗和導線損耗：Pcore=0.8Wmax.Pwire=0.8Wmax.磁芯體積為5.5cm3因此磁芯材料損耗為145mW/cm3

。這對應于在磁性材料P中0.13T的磁通密度。磁通密度取決于每匝的伏特·秒，所以對于任何繞組都可以計算。使用初級，這對應于預計0.8W的磁芯損耗。增加或減少匝數(shù)只會分別引起磁芯損耗減少或增加。材料“P”在100kHz下?lián)p耗與B2.86成正比。匝數(shù)減少5%會使損耗增加15%。我們先前的計算得到初級為40匝，將減少磁芯損耗。計算匝數(shù)磁芯損耗確認根據(jù)計算,取Np=40圈,則實際使用到的DeltaB為:對應的損耗為90mW/cm3

,磁芯損耗為0.09x5.5=0.495w此損耗小于預算的0.8w,滿足設計要求調節(jié)次級的匝數(shù)，以達到期望的輸出電壓（5V和12V）。調整初級的匝數(shù)，以優(yōu)化層結構。在兩種情況下都要調整導線的規(guī)格和形狀，以減少不完整的層，充分利用可用的空間。這可能是變壓器設計中最有趣和最具創(chuàng)造性的部分。設計繞組結構對于方波，波形的rms值就是脈沖時間的峰值乘以占空比的平方根。初級繞組在120W下，平均電流是120/400=0.3A。在27％的占空比下，Ipk=0.3/0.27=1.11A.Irms=1.11x(0.27)0.5=0.58A。把導線的損耗一半放在初級上，損耗為0.4W。對應的電阻為R=P/I2

=1.19歐姆。使用PQ2620線軸，每匝的平均長度56.2mm，40匝的繞組長度為224.8cm，因此，導線的電阻為1.19/224.8，即0.53歐姆/米=0.16歐姆/英尺。最接近的選擇是＃32線，0.162歐姆/英尺。線軸寬度為14.2mm。留出3mm的邊，剩下8.2mm為20匝的層。8.2mm/20=0.42mm，為＃27導線的直徑（heavyinsulatedmagnetwire）。使用＃28導線，它的電阻為0.065歐姆/英尺，即R=0.213歐姆/米，則導線電阻為0.213x2.24=0.477歐姆。則繞組的直流損耗為Irms2R=0.16w。在100kHz下，＃20導線的直徑約為4倍的趨膚深度，Rac/Rdc

為1.0,因此交流損耗=直流損耗=0.16w一次側繞組損耗為:0.16+0.16=0.32w

確定導線規(guī)格有兩個次級繞組，一個對應于12V輸出，一個對應于5和3.3V（磁放大器）輸出。主要的設計需要決定：分離5V和12V的繞組？將對應于5V和7V的繞組疊在一起（節(jié)省一個出腳）？在握流圈后將輸出疊在一起？這些影響到負載的調整率，尤其是在輕載時。在這次設計計算中，我們將使用分離的繞組。次級繞組的計算輸出端的電流為3A。計算rms繞組電流：若取400A/cm2的電流密度，則導線面積為0.39mm2。若選擇＃21導線，Aw=0.4181mm2可以滿足使用要求

。＃21導線的直徑為0.796mm。5匝3.98mm的繞線寬度。導線電阻為(56.2mm)x(5t)x(.0000419/mm)=.0118

。功耗為Irms2R=.029W?？紤]趨膚深度，在100kHz下，＃21導線的直徑約為3.7倍的趨膚深度，Rac/Rdc

為1.2.則繞組的交流損耗為0.029x1.2=0.0348w12V繞組損耗為:0.029+0.0348=0.0638w12V繞組電流由5V和3.3V的負載形成。由前面的設定,5V輸出的占空比=d5=0.273.3V電流的占空比為d3.3=0.27(3.3+0.4)/(5.4)=0.1855V和3.3V的電流疊加如下圖。5V和3.3V繞組的Irms計算如果波形如下所示，公式看上去是正確的。但因為磁放大器延遲了脈沖的前沿，所以此式并不正確。由于rms值是波形的“加強”值，容易看出5A的脈沖在10A脈沖頂端時具有更大的效力。152

大于102+52

225>125。為何不用下式來計算Rms?上面計算的Irms=7.1A，當電流密度為400A/cm2

，需要導線面積為.0178cm2

。＃15導線的面積為.0191cm2

。由于只有2匝，使用兩條或三條導線并聯(lián)效果更好。使用三條＃20導線（每條.00526cm2

），這將會占據(jù)6x0.887mm的寬度。實際上，由于這三條導線是并聯(lián)進出的，實際需要的繞線寬度需要加上額外的三匝寬度。因此，需要寬度為9x0.887=7.983mm

。因為可用的繞線寬度為8.2mm,

一層能夠繞得下。關于趨膚深度的考慮，在100kHz下，＃20導線的直徑約為4倍的趨膚深度，Rac/Rdc

為1.3，在可以接受的范圍；而＃15導線的Rac/Rdc

大于2,交流損耗太大。5V和3.3V繞組的導線＃20導線的電阻為10mW/ft=0.0000328

/mm。三條導線并聯(lián)，導線電阻為(56.2mm)x(2t)x