變壓器漏感對整流電路的影響3.4

3.3變壓器漏感對整流電路的影響3.4電容濾波的不可控整流電路3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)3.3

變壓器漏感對整流電路的影響前面分析中的假設(shè)：

晶閘管的導(dǎo)通與關(guān)斷過程，即換流過程都是瞬間完成的。真正要做到瞬間換流需要兩個條件：

1.整流元件支路中無電感

2.晶閘管的開通與關(guān)斷不需要時間對于第一條，由于在電路中始終存在變壓器繞組，在變壓器上會產(chǎn)生漏感，再加上線路的雜散電感，所以實際整流電路中各晶閘管支路中總存在電感。對于第二條，晶閘管無論導(dǎo)通與關(guān)斷過程都需要一定時間，由于時間較?。ㄎ⒚爰墸覀円矡o法消除，所以在本節(jié)中不加討論。考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個集中的電感LB表示?，F(xiàn)以三相半波為例，然后將其結(jié)論推廣。VT1換相至VT2的過程：因a、b兩相均有漏感,

故ia、ib均不能突變。于是VT1和VT2同時導(dǎo)通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ikik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過程結(jié)束。

換相重疊角——換相過程持續(xù)的時間，用電角度γ表示。在換流期間，短路電流ik的增長，會在電感LB上產(chǎn)生電勢：對于a相左（-）右（+），對于b相相左（+）右（-），若忽略變壓器次級繞組中電阻壓降，則有式：

換相過程中，整流電壓ud為同時導(dǎo)通的兩個晶閘管所對應(yīng)的兩個相電壓的平均值。從式中可以看出，在換流重疊過程中，負載電壓既不是ua,也不是ub，而是兩相電壓的平均值。在圖上也可清楚地看出，與不計換流重疊角相比，Ud少了一塊陰影部分的電壓，會使平均電壓Ud有所減少，這減少的電壓△Ud，稱為換流壓降。為使上式更有普遍意義，公式可變?yōu)椋簃指:整流電路在一個工作周期內(nèi)換流的次數(shù)，所以每個晶閘管導(dǎo)通時間。三相半波m=3;三相橋式m=6；單相橋式m=4XB是可以從變壓器銘牌數(shù)據(jù)中求出的：由公式可以看出，換流壓降正比于負載電流Id，可以看作是由整流電路直流側(cè)增加了值為的等效

內(nèi)電阻所引起的。這個等效內(nèi)阻不產(chǎn)生有功損耗，只有壓降效果。

變壓器漏抗對各種整流電路的影響表各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。換相重疊角γ的計算：由后2式得：與1式比較得出：因為：在換流重疊期間進行積分：可得：∴從上式可以看出：只要m、U2、XB確定，給出Id和控制角α，就可算出換流重疊角。

γ

隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：

（1）

Id越大，則γ

越大；（2）

XB越大，γ越大；（3）當a≤90時，越大γ

越小。變壓器漏感對整流電路影響的一些結(jié)論:出現(xiàn)換相重疊角γ

，整流輸出電壓平均值Ud降低；整流電路的工作狀態(tài)增多；晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。換相時晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須加吸收電路。換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源?？紤]換流重疊角后的直流平均電壓直流平均電壓Ud在α至α+γ的范圍內(nèi)不再單純?yōu)槟诚嚯妷褐?，而需要分段計算。例題：某直流電動機由三相半波可控整流電路供電，整流變壓器次級繞組電壓U2=220V，變壓器繞組每相折算到次級的漏感LB=100μH，輸出直流電流平均值為300A。試計算換流壓降，

α=0o時的換流重疊角及考慮換流重疊現(xiàn)象后的實際直流電壓平均值。解：①三相半波可控整流電路，m=3，Id=300A∴②而：當α=0o

時：∴③不計換流重疊角時：∴考慮換流重疊角后直流平均電壓為：另有公式：將代入上式可得：3.4電容濾波的不可控整流電路在交—直—交變頻器、不間斷電源、開關(guān)電源等應(yīng)用場合中，大量應(yīng)用。最常用的是單相橋和三相橋兩種接法。由于電路中的電力電子器件采用整流二極管，故也稱這類電路為二極管整流電路。3.4.1電容濾波的單相不可控整流電路

1.工作原理及波形分析基本工作過程：

在u2正半周過零點至wt=0期間，因u2<ud，故二極管均不導(dǎo)通，電容C向R放電，提供負載所需電流。

至wt=0之后，u2將要超過ud，使得VD1和VD4開通，ud=u2，交流電源向電容充電，同時向負載R供電。電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形詳細分析（簡要講解得出的結(jié)論，關(guān)鍵在于求出d和q）將u2代入并求解得：而負載電流為：于是：

設(shè)VD1和VD4的導(dǎo)通角為q，則當wt=q

時，VD1和VD4關(guān)斷。將id

(q)=0代入上式，得：

二極管導(dǎo)通后u2開始向C充電時的ud與二極管關(guān)斷后C放電結(jié)束時的ud相等。

注意到d+q為第2象限的角，由上兩式得：

在wRC已知時，即可上式求出d

，進而求出q

。顯然d

和q僅由乘積wRC決定。下圖給出了根據(jù)以上兩式求得的d和q角隨wRC變化的曲線二極管VD1和VD4關(guān)斷的時刻，即ωt達到θ的時刻，還可用另一種方法確定：VD1和VD4的關(guān)斷時刻，從物理意義上講，就是兩個電壓下降速度相等的時刻。一個是電源電壓的下降速度|du2/d(ωt)|，另一個是假設(shè)二極管VD1和VD4關(guān)斷而電容開始單獨向電阻放電時電壓的下降速度|dud/d(ωt)|

p（下標表示假設(shè)）。d、q

與wRC的關(guān)系曲線

2.主要的數(shù)量關(guān)系

1）輸出電壓平均值

整流電壓平均值Ud可根據(jù)前述波形及有關(guān)計算公式推導(dǎo)得出，但推導(dǎo)繁瑣?？蛰d時，。重載時，Ud逐漸趨近于0.9U2，即趨近于接近電阻負載時的特性。

通常在設(shè)計時根據(jù)負載的情況選擇電容C值，使，T為交流電源的周期，此時輸出電壓為：Ud≈1.2U2

2）電流平均值

輸出電流平均值IR為：IR=Ud/R

Id=IR

二極管電流iD平均值為：ID=Id/2=IR/23）二極管承受的電壓

感容濾波的二極管整流電路實際應(yīng)為此情況，但分析復(fù)雜。ud波形更平直，電流i2的上升段平緩了許多，這對于電路的工作是有利的。感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a）電路圖b）波形3.4.2電容濾波的三相不可控整流電路1.基本原理某一對二極管導(dǎo)通時，輸出電壓等于交流側(cè)線電壓中最大的一個，該線電壓既向電容供電，也向負載供電。

當沒有二極管導(dǎo)通時，由電容向負載放電，ud按指數(shù)規(guī)律下降。電容濾波的三相橋式不可控整流電路及其波形考慮實際電路中存在的交流側(cè)電感以及為抑制沖擊電流而串聯(lián)的電感時的工作情況：電流波形的前沿平緩了許多，有利于電路的正常工作。隨著負載的加重，電流波形與電阻負載時的交流側(cè)電流波形逐漸接近?？紤]電感時電容濾波的三相橋式整流電路及其波形

a）電路原理圖

b）輕載時的交流側(cè)電流波形

c）重載時的交流側(cè)電流波形2.主要數(shù)量關(guān)系

1）輸出電壓平均值

Ud在（2.34U2~2.45U2）之間變化

2）電流平均值

輸出電流平均值IR為：IR=Ud/R

與單相電路情況一樣，電容電流iC平均值為零，因此：Id=IR

二極管電流平均值為Id的1/3，即：

ID=Id/3=IR/33）二極管承受的電壓

二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為。

許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網(wǎng)帶來不利影響。

1.會導(dǎo)致電流增大，視在功率增加，使設(shè)備容量增加。

2.無功功率增加，會使總電流增加，使設(shè)備線路損耗增加。

3.使線路壓降增大，沖擊性無功負載還會使電壓劇烈波動。電力電子裝置還會產(chǎn)生諧波，對公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害。1.使元件產(chǎn)生附加諧波損耗，降低發(fā)電、輸電、及用電設(shè)備的效率，大量3次諧波流過中線會使線路過熱，甚至發(fā)生火災(zāi)。2.影響電氣設(shè)備的正常工作，使電機發(fā)生機械振動，噪聲或過熱。3.引起電網(wǎng)中局部的并聯(lián)或串聯(lián)諧振，從而使諧波放大。4.使繼電保護和自動裝置誤動作，使電氣測量儀表計量不準。5.對鄰近的通訊系統(tǒng)產(chǎn)生干擾。3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)1.諧波滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)基波（fundamental）——在傅里葉級數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)2.功率因數(shù)正弦電路中的情況

電路的有功功率就是其平均功率：

視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

無功功率定義為：Q=UIsinj

功率因數(shù)l定義為有功功率P和視在功率S的比值：此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：

功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差j決定的：l=cosj

非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式定義。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。非正弦電路的有功功率設(shè)正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和j1。這時有功功率為：P=UI1

cosj1

功率因數(shù)為：

基波因數(shù)——n=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosj1可見，功率因數(shù)由基波電流相移和電流波形畸變這兩個因素共同決定的。

非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學(xué)而權(quán)威的定義一種簡單的定義是：

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。3.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析單相橋式全控整流電路

忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大

變壓器二次側(cè)電流諧波分析：n=1,3,5,…電流中僅含奇次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)功率因數(shù)計算基波電流有效值為

i2的有效值I=Id，結(jié)合上式可得基波因數(shù)為

電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為

所以，功率因數(shù)為

2.三相橋式全控整流電路阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大以

=30為例，交流側(cè)電壓和電流波形如圖中的ua和ia波形所示。此時，電流為正負半周各120的方波，其有效值與直流電流的關(guān)系為

三相橋式全控整流電路帶阻感負載a=30時的波形變壓器二次側(cè)電流諧波分析：

電流基波和各次諧波有效值分別為

電流中僅含6k1（k為正整數(shù)）次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)功率因數(shù)計算由前式可得基波因數(shù)為

電流基波與電壓的相位差仍為，故位移因數(shù)仍為

功率因數(shù)為

3.5.3電容濾波的不可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析1.單相橋式不可控整流電路實用的單相不可控整流電路采用感容濾波，由于數(shù)學(xué)表達式十分復(fù)雜，直接給出有關(guān)的結(jié)論。

電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律：（1）諧波次數(shù)為奇次；

（2）諧波次數(shù)越高，諧波幅值越??；（3）與帶阻感負載的單相全控橋整流電路相比，諧波與基波的關(guān)系是不固定的，wRC越大，則諧波越大，而基波越小。這是因為，wRC越大，意味著負載越輕，二極管的導(dǎo)通角越小，則交流側(cè)電流波形的底部就越窄，波形畸變也越嚴重。（4）越大，則諧波越小，這是因為串聯(lián)電感L抑制沖擊電流從而抑制了交流電流的畸變。關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下：（1）通常位移因數(shù)是滯后的，并且隨負載加重（wRC

減?。蟮慕嵌仍龃?，隨濾波電感加大滯后的角度也增大。（2）由于諧波的大小受負載大?。╳RC）的影響，隨

wRC增大，諧波增大，而基波減小，也就使基波因數(shù)減小，使得總的功率因數(shù)降低。同時，諧波受濾波電感的影響，濾波電感越大，諧波越小，基波因數(shù)越大，總功率因數(shù)越大。2.三相橋式不可控整流電路實際應(yīng)用的電容濾波三相不可控整流電路中通常有濾波電感。交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律：（1）諧波次數(shù)為6k±