開關(guān)電源畢業(yè)(24W)

本文格式為Word版，下載可任意編輯——開關(guān)電源畢業(yè)(24W)反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)

霍大俠指導(dǎo)教師：何老師

摘要:先介紹開關(guān)電源的概況，然后介紹一種電流控制型PWM控制器UC3843的特點(diǎn)和工作原理，并分析其構(gòu)成開關(guān)電源的整體電路結(jié)構(gòu)和工作原理，最終提出一種基于UC3843的單端反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法。關(guān)鍵詞反激式UC3843EMI變壓器

1引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。

2開關(guān)電源概述

2.1開關(guān)電源的產(chǎn)生與發(fā)展

隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導(dǎo)體存儲(chǔ)器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代產(chǎn)品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調(diào)理穩(wěn)壓電源已經(jīng)過時(shí)。取而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開關(guān)電源。

隔離式開關(guān)電源的核心是一種高頻電源變換電路。它使交流電源高效率地產(chǎn)生一路或多路經(jīng)調(diào)整的穩(wěn)定直流電壓。

早在70年代，隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，集成化的開關(guān)電源就已被廣泛地應(yīng)用于電子計(jì)算機(jī)、彩色電視機(jī)、衛(wèi)星通信設(shè)備、程控交換機(jī)、縝密儀表等電子設(shè)備。這是由于開關(guān)電源能夠滿足現(xiàn)代電子設(shè)備對(duì)多種電壓和電流的需求。

隨著半導(dǎo)體技術(shù)的高度發(fā)展，高反壓快速開關(guān)晶體管使無(wú)工頻變壓器的開關(guān)電源迅速實(shí)用化。而半導(dǎo)體集成電路技術(shù)的迅速發(fā)展又為開關(guān)電源控制電路的集成化奠定了基礎(chǔ)，適應(yīng)各類開關(guān)電源控制要求的集成開關(guān)穩(wěn)壓器應(yīng)運(yùn)而生，其功能不斷完善，集成化水平也不斷提高，外接元件越來(lái)越少，使得開關(guān)電源的設(shè)計(jì)、生產(chǎn)和調(diào)整工作日益簡(jiǎn)化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關(guān)穩(wěn)壓器系列。近年來(lái)高反壓Mos大功率管的迅速發(fā)展，又將開關(guān)電源的工作頻率從20kHz提高到兆Hz，其結(jié)果是使整個(gè)開關(guān)電源的體積更小，重量更輕，效率更高。

開關(guān)電源的性能價(jià)格比達(dá)到了前所未有的水平，使它在與線性電源的競(jìng)爭(zhēng)中具有先導(dǎo)之勢(shì)。當(dāng)然開關(guān)電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)勢(shì)。在70年代后期，功率在100w以上的開關(guān)電源是有競(jìng)爭(zhēng)力的。到1980年，功率在50w以上就具有競(jìng)爭(zhēng)力了。

隨著開關(guān)電源性能的改善，到80年代后期，電子設(shè)備的消耗功率在20w以上，就要考慮使用開關(guān)電源了。過去，開關(guān)電源在小功率范圍內(nèi)成本較高，但進(jìn)入90年代后，其成本下降十分顯著。當(dāng)然這包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促進(jìn)開關(guān)電源發(fā)展的因素之一。2.2隔離式高頻開關(guān)電源

隔離式開關(guān)電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等等。在設(shè)計(jì)電源時(shí)，設(shè)計(jì)者采取那種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達(dá)到的性能指標(biāo)等因素來(lái)決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是一致的，只是完成這些功能的技術(shù)手段有所不同。隔離式高頻開關(guān)電源電路的共同特點(diǎn)就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級(jí)繞組的脈沖電壓整流濾波而來(lái)。開關(guān)電源的基本功能方框如圖1所示。

在圖1中，交流線路電壓無(wú)論是來(lái)自電網(wǎng)的，還是經(jīng)過變壓器降壓的．首先要經(jīng)過整流、濾波電路變成含有固定脈動(dòng)電壓成分的直流電壓，然后進(jìn)入高頻變換部分。高頻變換部分的核心是有一個(gè)高頻功率開關(guān)元件，譬如開關(guān)晶體管、場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)等元件，高頻變換部分產(chǎn)生高頻(20kHz以上)高壓方波，所得到的高壓方波送給高頻隔離降壓變壓器的初級(jí)，在變壓器的次級(jí)感應(yīng)出的電壓被整流、濾波后就產(chǎn)生了低壓直流。

為了調(diào)理輸出電壓，使得在輸入交流和輸出負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓能保持穩(wěn)定，尋常在這里采用一個(gè)叫做脈沖寬度調(diào)制器(PWM)的電路，通過對(duì)輸出電壓采樣，并把采樣的結(jié)果通過光隔反饋給控制電路，控制電路把它與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果來(lái)控制高頻功率開關(guān)元件的開關(guān)時(shí)間比例(占空比)，達(dá)到調(diào)整輸出電壓的目的。

3輸入電路

3.1EMI濾波器設(shè)計(jì)原理

EMIAC輸入濾波整流濾波輔助電路高頻變換開關(guān)元件高頻隔離變壓器輸出整流濾波DC輸出PWM控制規(guī)律光隔離圖1隔離式開關(guān)穩(wěn)壓電源工作流圖

在開關(guān)電源應(yīng)用于交流電網(wǎng)的場(chǎng)合，整流電路往往導(dǎo)致輸入電流的斷續(xù)，這除了大大降低輸入功率因數(shù)外，還增加了大量高次諧波。同時(shí)，開關(guān)電源中功率開關(guān)管的高速開關(guān)動(dòng)作（從幾十kHz到數(shù)MHz），形成了EMI（electromagneticinterference）騷擾源。從已發(fā)表的開關(guān)電源論文可知，在開關(guān)電源中主要存在的干擾形式是傳導(dǎo)干擾和近場(chǎng)輻射干擾，傳導(dǎo)干擾還會(huì)注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。

減少傳導(dǎo)干擾的方法有好多，諸如合理鋪設(shè)地線，采取星型鋪地，避免環(huán)形地線，盡可能減少公共阻抗；設(shè)計(jì)合理的緩沖電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網(wǎng)與開關(guān)電源對(duì)彼此的噪聲干擾。

EMC（電磁兼容）

EME（電磁發(fā)射）EMI傳導(dǎo)CE（傳導(dǎo)發(fā)射）EMS（電磁抗擾性/敏感度）CS（對(duì)傳導(dǎo)發(fā)射的敏感度）RE（輻射發(fā)射）輻射RS（對(duì)輻射發(fā)射的敏感度）圖2EMI/EMC樹形圖（發(fā)射和敏感度）

在開關(guān)電源中，主要的EMI騷擾源是功率半導(dǎo)體器件開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的dv/dt和di/dt，因而電磁發(fā)射EME(ElectromagneticEmission)[1]尋常是寬帶的噪聲信號(hào)，其頻率范圍從開關(guān)工作頻率到幾MHz。所以，傳導(dǎo)型電磁環(huán)境（EME）的測(cè)量，正如好多國(guó)際和國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定，頻率范圍在0.15～30MHz。設(shè)計(jì)EMI濾波器，就是要對(duì)開關(guān)頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的衰減。基于上述標(biāo)準(zhǔn)，尋常狀況下只要考慮將頻率高于150kHz的EME衰減至合理范圍內(nèi)即可。在數(shù)字信號(hào)處理領(lǐng)域普遍認(rèn)同的低通濾波器概念同樣適用于電力電子裝置中。簡(jiǎn)言之，EMI濾波器設(shè)計(jì)可以理解為要滿足以下要求：1，規(guī)定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減）；2，對(duì)電網(wǎng)頻率低衰減（滿足規(guī)定的通帶頻率和通帶低衰減）；3，低成本。傳導(dǎo)型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產(chǎn)生來(lái)源被認(rèn)為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場(chǎng)耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產(chǎn)生來(lái)源是脈動(dòng)電流，開關(guān)器件的振動(dòng)電流以及二極管的反向恢復(fù)特性。這兩種模式的傳導(dǎo)噪聲來(lái)源不同，傳導(dǎo)途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應(yīng)當(dāng)分別設(shè)計(jì)。顯然，針對(duì)兩種不同模式的傳導(dǎo)噪聲，將其分開并分別測(cè)量出實(shí)際水平是十分必要的，這將有利于確定那種模式的噪聲占主要部分，并相應(yīng)地表達(dá)在對(duì)應(yīng)的濾波器設(shè)計(jì)過程中，實(shí)現(xiàn)參數(shù)優(yōu)化。3.2EMI濾波器設(shè)計(jì)方法

CM級(jí)和DM級(jí)都是對(duì)稱（平衡）的[1]。從整流橋出來(lái)的噪聲和進(jìn)入LISN的噪聲來(lái)看，效果上等同于兩個(gè)級(jí)聯(lián)的LC濾波器（對(duì)DM和CM噪聲而言）。這種濾波器可以得到良好的高頻衰減。濾波器尋常放在輸入整流橋之前，由于濾波器在這個(gè)位置可以同時(shí)抑制整流橋二極管產(chǎn)生的噪聲。

L1

C3L0C5Fuse1

L2

GNDC8GNDL4C9C6

C7

L5圖3電源輸入濾波器

EMI對(duì)地漏電流Iy=2πFCVc，其中f為電網(wǎng)頻率，Vc為Y電容上的壓降，因此C3和C8，C5和C9上的壓降Vc=48/2=24（V），所以，Cy=Iy/2πVcF，為了避免致命電擊的發(fā)生，流入設(shè)備的總電流有效值為0.5mA，這是工業(yè)默認(rèn)的設(shè)計(jì)值，這里取0.3mA作為計(jì)算值，

因此，

-4

Cy總=Iy/2πVcF=0.3*10/（2*π*24*50）=39.8nF。

考慮到電源的輸入電容假使太大，會(huì)造成電源啟動(dòng)時(shí)有難以預(yù)計(jì)的浪涌大電流，而且考慮到不同頻段的高頻信號(hào)，所以C3和C8均取值為10nF，C5和C9均取值為2.2nF。四個(gè)電容并聯(lián)值=10*2+2.2*2=24.4加，這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時(shí)必需就實(shí)用進(jìn)行折中選擇，尋常采用以下公式（一般應(yīng)用于鐵氧體磁心）

Ve=0.7*（2+r）2*Pin/（r*f）cm3其中f的單位為kHz。由前面可得：

Ve=0.7*（2.4）2*34.2/（0.4*30）=4.79cm3

于是開始選擇這個(gè)（或更大）的磁心。在EI-30中可以找到，其等效長(zhǎng)度和面積在他的規(guī)格說明中已經(jīng)給出：

Ae=1.51cm2le=6.5cm

則可得其體積為：

Ve=Ae*le=1.51*6.5=9.815cm3大于所需尺寸，滿足要求。4.10匝數(shù)

電壓相關(guān)方程B=LIT/NA

使B與L相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率（L*I方程）的r和L表達(dá)式等效，故結(jié)合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過r），即可得到十分有用的關(guān)于r(MKS單位)的電壓相關(guān)方程式：

N=（1+2/r）*Von*D/（2*Bpk*Ae*f）

所以若無(wú)材料的磁導(dǎo)率，磁隙等信息，只要已知磁心Ae與其磁通密度變化范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對(duì)于大多數(shù)的鐵氧化體磁心，不管有沒有磁隙，磁通密度變化都不能超過0.3T，所以求解N為（此處N為np，一次繞組的匝數(shù)）：

np=（1+2/0.4）*242*0.68/（2*0.3*1.11*10-4*30000）=94匝

下一步需驗(yàn)證此值是否適合磁心的窗口面積，還有是否適合骨架，隔離帶，安全膠帶，二次繞組和套管等。尋常在反激式變換器中這些都不成問題。

假使要減少匝數(shù)N，則可以采取以下方法——增大紋波系數(shù)r，或者是減少占空比（例如選擇較低的Vz），或者是取更高的磁通密度變化值（可選擇新材料實(shí)現(xiàn)），還可以增加磁心面積。采用后者時(shí)，最好不要增大體積，由于這樣可能會(huì)導(dǎo)致過設(shè)計(jì)。但可以確定，改變磁導(dǎo)率和氣隙不能解決問題。12V輸出的二次繞組匝數(shù)為：

ns1=np/n=94/5=18.8匝

12V副供電繞組的二次匝數(shù)為ns2=ns1=18.8匝

其中假定輸出二級(jí)管的壓降為0.7V。

匝數(shù)值需為整數(shù)，因此np取100，ns1取20，ns2取20。4.11磁隙

最終，必需要考慮到材料的磁導(dǎo)率，L與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有L=u*uo*Ae*N2*H/（le*z）

其中，z為氣隙系數(shù)z=(le+u*lg)/le

此處的z可取不小于1（無(wú)氣隙）的任何值。例如z值可以為10，能提高無(wú)氣隙磁心的10倍的能量（此時(shí)電感系數(shù)和有效磁導(dǎo)率ue=u*uo/z以一致的倍數(shù)降低）。大

氣隙雖然有很到的好處，但是根據(jù)r的選則假使想要保持一定的L值，就不得不充分地增加匝數(shù)。如前所述，匝數(shù)的增加就可能導(dǎo)致在可用的窗口面積內(nèi)無(wú)法安裝這么多的繞組，而且也會(huì)增加很大的銅耗。所以對(duì)于鐵氧體材料的氣隙變壓器，z在10~20是比較好的折中選擇。根據(jù)要求可得出：

z=uuoAeN2/Lle=(1800*4π*10-7*1.51*10-4*1002)/（9.45*10-3*6.5*10-2）可得：z=10.4

最終，求解氣隙長(zhǎng)度：

z=10.4=（6.5+2000lg）/6.5，所以lg=0.305mm

一般來(lái)說，假使使用中心柱氣隙變壓器，中心柱上的總氣隙長(zhǎng)度就必需等于上述的計(jì)算值，而不管中心柱是否接地。而由于本試驗(yàn)是在兩邊磁柱上插入氣隙，則兩邊的氣隙墊片就必需為上述計(jì)算值的一半，這樣才能得到所需的總氣隙長(zhǎng)度。4.12導(dǎo)線規(guī)格與銅皮厚度選擇

電感中電流波動(dòng)相對(duì)較平滑，但在變壓器中，繞組中電流需要瞬間完全中止從而使其他繞組導(dǎo)通，只要安匝數(shù)能保持一定，磁心不在乎各個(gè)繞組何時(shí)通過電流，由于只要有總的安匝數(shù)能決定磁心中磁場(chǎng)能量。但繞組本身卻必需考慮這些狀況，此時(shí)電流是脈沖形的，邊沿陡峭且高頻。正由于這些原因，反激變壓器繞組選擇適合的導(dǎo)線厚度時(shí)，就必需考慮集膚深度。

高頻電磁場(chǎng)很強(qiáng)，其間的電子猛烈地相互排斥，使得電流都聚集在導(dǎo)體的表面，此種聚集程度隨著系數(shù)√f的增大而加深。雖然我們用厚導(dǎo)線來(lái)減少銅耗，但是導(dǎo)線橫截面很大部分就有可能沒有電流流過。由于電流滾動(dòng)引起的電阻與電流流過或是能流過的面積成反比，所以這種電流聚集就會(huì)使有效銅阻增大。此電流引起的電阻稱為交流電阻。它是頻率的函數(shù)，也是集膚深度的函數(shù)。必需選擇更優(yōu)的導(dǎo)線直徑，既不浪費(fèi)變壓器寶貴內(nèi)部空間，又不降低效率，使得導(dǎo)線橫截面積更好地利用。選擇之后，若需要通過比橫截面所能承受的更大電流，則應(yīng)用此種導(dǎo)線多股并繞。定義集膚深度ζ為導(dǎo)體表面到電流密度為表面的1/e處的距離。在非高頻狀況下，表面的電流密度與穿過整個(gè)銅線的電流密度等值。對(duì)指數(shù)曲線取較理想的近似值，則可認(rèn)為表面的電流密度值一直保持不變，直到集膚深度時(shí)，才改變且之后急速將為0.這是由于指數(shù)曲線有一個(gè)好玩兒的特性，從0到無(wú)窮大曲線下的面積等于經(jīng)過1/e點(diǎn)的長(zhǎng)方形面積。當(dāng)使用圓形導(dǎo)線時(shí)，假使選擇導(dǎo)線直徑為集膚深度兩倍，則表示導(dǎo)線內(nèi)部到表面無(wú)大于集膚深度的空間，導(dǎo)線面積可充分利用。這種狀況下，認(rèn)為導(dǎo)線有等于直流電阻的交流電阻值，

只要導(dǎo)線用這樣的方法選擇，就不需要考慮高頻效果了。

5反饋電路

5.1UC3843簡(jiǎn)介

開關(guān)電源以其高效率、小體積等優(yōu)點(diǎn)獲得了廣泛應(yīng)用。傳統(tǒng)的開關(guān)電源普遍采用電壓型脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)，而近年電流型PWM技術(shù)得到了飛速發(fā)展。相比電壓型PWM，電流型PWM具有更好的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)特性也得以明顯改善，特別是其內(nèi)在的限流能力和并聯(lián)均流能力使控制電路變得簡(jiǎn)單可靠。電流型PWM集成控制器已經(jīng)產(chǎn)品化，極大推動(dòng)了小功率開關(guān)電源的發(fā)展和應(yīng)用，電流型PWM控制小功率電源已經(jīng)取代電壓型PWM控制小功率電源。Unitrode公司推出的UC3843系列控制芯片是電流型PWM控制器的典型代表[2]。

Unitrode公司的UC3843是一種高性能固定頻率電流型控制器，包含誤差放大器、PWM比較器、PWM鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準(zhǔn)電源和欠壓鎖定等單元，其結(jié)構(gòu)圖如下圖4所示。

圖4UC3843內(nèi)部圖

各管腳功能簡(jiǎn)介如下:

1腳COMP是內(nèi)部誤差放大器的輸出端，尋常此腳與2腳之間接有反饋網(wǎng)絡(luò)，以確定誤差放大器的增益和頻響。

2腳FEEDBACK是反饋電壓輸入端，此腳與內(nèi)部誤差放大器同向輸入端的基準(zhǔn)電壓(一般為+2.5V)進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制電壓，控制脈沖的寬度。

3腳ISENSE是電流傳感端。在外圍電路中，在功率開關(guān)管(如VMOS管)的源極串接一個(gè)小阻值的取樣電阻，將脈沖變壓器的電流轉(zhuǎn)換成電壓，此電壓送入3腳，控制脈寬。此外，當(dāng)電源電壓異常時(shí)，功率開關(guān)管的電流增大，當(dāng)取樣電阻上的電壓超過1V時(shí)，UC3843就中止輸出，有效地保護(hù)了功率開關(guān)管。

4腳RT/CT是定時(shí)端。鋸齒波振蕩器外接定時(shí)電容C和定時(shí)電阻R的公共端。5腳GND是接地。

6腳OUT是輸出端，此腳為圖滕柱式輸出，驅(qū)動(dòng)能力是±lA。這種圖騰柱結(jié)構(gòu)對(duì)被驅(qū)動(dòng)的功率管的關(guān)斷有利，由于當(dāng)三極管VTl截止時(shí)，VT2導(dǎo)通，為功率管關(guān)斷時(shí)提供了低阻抗的反向抽取電流回路，加速功率管的關(guān)斷。

7腳Vcc是電源。當(dāng)供電電壓低于＋8.4V時(shí)，UC3843不能啟動(dòng)，此時(shí)耗電在1mA以下。輸入電壓可以通過一個(gè)大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后，輸入電壓可在+8.2～+30V之間波動(dòng)，低于+7.6V中止工作。工作時(shí)耗電約為15mA，此電流可通過副繞組提供。

8腳VREF是基準(zhǔn)電壓輸出，可輸出確切的+5V基準(zhǔn)電壓，電流可達(dá)50mA。UC3843的電壓調(diào)整率可達(dá)0.01%，工作頻率為500kHz，啟動(dòng)電流小于1mA，輸入電壓為8.2～30V，基準(zhǔn)電壓為4.9～5.1V，工作溫度為0～70℃，輸出電流為1A。5.2UC3843工作描述

UC3843系列是專門設(shè)計(jì)用于離線和直流—直流變換器應(yīng)用的高性能，固定頻率，電流模式控制器，為設(shè)計(jì)者提供使用最少外部原件的高性能價(jià)格比的解決方案。5.2．1振蕩器

振蕩器頻率由定時(shí)原件Rt和Ct選擇值決定。電容Ct由5V的參考電壓通過電阻Rt充電，充至約2.8V，再由一個(gè)內(nèi)部的電流放電至1.2V，在Ct放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個(gè)內(nèi)部消隱脈沖保持“或非〞門的中間輸入為高電平，這導(dǎo)致輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生了一個(gè)數(shù)量可控的輸出靜區(qū)時(shí)間。盡管大量Rt和Ct值都可以產(chǎn)生一致的振蕩器頻率，但只有一種組合可以得到在給定頻率下的特定輸出靜區(qū)時(shí)間。振蕩器門限是溫度補(bǔ)償?shù)?，放電電流在Tj=250C時(shí)被微調(diào)并確保在正負(fù)10%之內(nèi)，這些內(nèi)部電路的優(yōu)點(diǎn)使振蕩器頻率及最大輸出占空比變化最小。在好多噪聲敏感應(yīng)用中，可能希望將變壓器頻率鎖定至外部系統(tǒng)時(shí)鐘上。為了可靠鎖定，振蕩器自震頻率應(yīng)設(shè)定為比時(shí)鐘頻率低10%左右。通過修整時(shí)鐘波形，可以實(shí)現(xiàn)確鑿輸出占空比鉗位。5.2．2誤差放大器

提供一個(gè)有可訪問反相輸入和輸出的全補(bǔ)償誤差放大器。此放大器具有90dB的典

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型直流電壓增益和具有57相位余量的1MHz的增益為1帶寬。同相輸入在內(nèi)部偏置于2.5V而不經(jīng)過管腳引出。典型狀況下變壓器輸出電壓通過一個(gè)電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視。最大輸入偏置電流為-0.2uA，它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積。

誤差放大器輸出（管腳1）用于外部回路補(bǔ)償，輸出電壓因兩個(gè)二極管壓降而失調(diào)（約1.4V）并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分。這將在管腳1處于其最低狀態(tài)，保證在輸出（管腳6）不出現(xiàn)驅(qū)動(dòng)脈沖。這發(fā)生在電源正在工作并且負(fù)載被取消時(shí)，或者在軟啟動(dòng)過程的開始。最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流（0.5mA）和達(dá)到比較器1V鉗位電平所需要的輸出電壓。5.2．3電流取樣比較器和脈寬調(diào)制鎖存器

UC3843作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導(dǎo)通由振蕩器起始，當(dāng)峰值電感電流到達(dá)誤差放大器輸出/補(bǔ)償（管腳1）建立的門限電平日中止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號(hào)控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器—脈寬調(diào)制鎖存器配置確保在任何給定的振蕩器周期內(nèi)，僅有一個(gè)單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個(gè)與輸出開關(guān)Q1的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入（管腳3）監(jiān)視并與來(lái)自誤差放大器的輸出電平相比較。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：

Ipk=（Vpin1-1.4V）/3Rs

當(dāng)電源輸出過載或者假使輸出電壓取樣丟失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部鉗位至1V，因此最大峰值開關(guān)電流為：

Ipk=1V/Rs

當(dāng)設(shè)計(jì)一個(gè)大功率開關(guān)穩(wěn)壓器時(shí)為了保持Rs的功耗在一個(gè)合理的水平上希望降低內(nèi)部鉗位電壓?？梢允褂?個(gè)外部二極管連接納腳4來(lái)補(bǔ)償內(nèi)部二極管，以便在溫度范圍內(nèi)有固定鉗位電壓。假使Ipkmax鉗位電壓降低過多，將導(dǎo)致由于噪聲拾取而產(chǎn)生不誤操作。

尋常在電流波形的前沿可以觀測(cè)到一個(gè)窄尖脈沖，當(dāng)輸出負(fù)載變輕時(shí)，它可能會(huì)引起電源不穩(wěn)定，這個(gè)尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復(fù)時(shí)間造成的。在電流取樣輸入端增加一個(gè)RC濾波器，使它的時(shí)間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時(shí)間，尋常將消除不穩(wěn)定。5.2．4欠壓鎖定

采用了兩個(gè)欠壓鎖定比較器來(lái)保證在輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已經(jīng)完全可用。

正電源Vcc和參考輸出Vref各由分開的比較器監(jiān)視。每個(gè)都具有內(nèi)部的滯后，以防在通過它們各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤輸出動(dòng)作。Vcc比較器上下門限為8.4V/7.6V。Vref比較器高低門限為3.6V/3.4V。UC3843A準(zhǔn)備應(yīng)用于更低電壓直流到直流變換器中。一個(gè)36V的齊納二極管作為一個(gè)并聯(lián)穩(wěn)壓管，從Vcc連接至地。它的作用是保護(hù)集成電路免受系統(tǒng)啟動(dòng)期間產(chǎn)生的過高電壓的破壞。最小工作電壓為8.2V。5.2．5輸出

這些器件有一個(gè)單圖騰柱輸出級(jí)，是專門設(shè)計(jì)來(lái)直接驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的，在1nF負(fù)載下，它能提供高達(dá)正負(fù)1A的峰值驅(qū)動(dòng)電流和典型值為50ns的上升，下降時(shí)間。還附加了一個(gè)內(nèi)部電路，似的任何時(shí)候只要欠壓鎖定有效，輸出就進(jìn)入灌模式，這個(gè)特性使外部下拉電阻不再需要。5.2．6參考電壓

5V帶隙參考電壓在Tj=250時(shí)調(diào)整誤差至正負(fù)2%，它首要目的是為振蕩器定時(shí)電容提供充電電流。參考部分具有短路保護(hù)功能并能向附加控制電路供電提供超過20mA的電流。

5.3UC3843設(shè)計(jì)考慮因素

不能試圖在繞線式或者插入式樣機(jī)板上構(gòu)建變換器。必需使用高頻電路布局技術(shù)防止脈寬抖動(dòng)。這尋常由于加在電流取樣或電壓反饋輸入上的過量噪聲拾取所致。噪聲抑制性可通過降低在這些點(diǎn)的電路阻抗來(lái)加強(qiáng)。電路板布局應(yīng)包括僅有小電流信號(hào)的接地面而大電流開關(guān)和輸出地線通過分開路徑返回輸入濾波電容器。根據(jù)電路布局可能會(huì)需要瓷介旁路電容（0.1uF）直接連接至Vcc和Vref。這提供了濾除高頻噪聲的低阻抗路徑。所有的大電流回路應(yīng)當(dāng)盡可能短，使用粗線以降低輻射電磁干擾。誤差放大器補(bǔ)償電路和變換器輸出分壓器應(yīng)當(dāng)離集成電路近一些，并盡可能遠(yuǎn)離功率開關(guān)和其他產(chǎn)生噪聲的元件。

電流模式變換器工作在占空比大于50%和連續(xù)電感電流條件下，會(huì)產(chǎn)生分諧波震蕩，這種不穩(wěn)定性與穩(wěn)壓器的閉環(huán)特性無(wú)關(guān)，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時(shí)工作狀況所引起，如下圖5所示：

圖5UC3843諧波震蕩圖

其中to到t2為它的振蕩器周期。上面的虛線是電感電流，下面的實(shí)線是控制電壓。在to時(shí)刻，開關(guān)導(dǎo)通開始，使電感電流斜率m1上升，該斜率是輸入電壓初一電感的函數(shù)。t1時(shí)刻，電流取樣輸入到達(dá)由控制電壓建立的門限，這導(dǎo)致開關(guān)斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個(gè)振蕩器周期。假使有一個(gè)擾動(dòng)加到控制控制電壓上，產(chǎn)生一個(gè)小的ΔI*（圖中虛線），就可以發(fā)現(xiàn)這種不穩(wěn)定狀況。在一個(gè)固定的振蕩器周期內(nèi)，電流衰減時(shí)間減少，最小電流在開關(guān)接通時(shí)刻（t2）上升了ΔI+ΔIm2/m1。最小電流在下一個(gè)周期（t3）減少至（ΔI+ΔIm2/m1）（m2/m1）。在每一個(gè)后續(xù)周期，

該擾動(dòng)被m2m1相乘，在開關(guān)接通交替增加和減小電感電流，可能需要幾個(gè)震蕩周期才能使電感電流為零，使過程重新開始。假使m2/m1大于1，變換器將不穩(wěn)定。假使在控制電壓上增加一個(gè)與脈寬調(diào)制時(shí)鐘同步的人為的斜波，可以在后續(xù)周期將ΔI擾動(dòng)減小至零，該補(bǔ)償斜波（m3）的斜率必需等于或略大于m2/2，才能具有穩(wěn)定性。通過m2/2的斜率補(bǔ)償，平均電感電流跟隨控制電壓，達(dá)到真正電流模式工作。補(bǔ)償斜波可以從振蕩器產(chǎn)生，并加到電壓反饋或電流取樣輸入端。5.4UC3843參數(shù)設(shè)計(jì)5.4．1供電

UC3843的啟動(dòng)電流小于0.5mA，電壓范圍是8.4~30V，考慮到布線，元器件的損耗等狀況，決定給它Iin1=3mA啟動(dòng)電流，12V的啟動(dòng)電壓，考慮到電壓的輸入范圍是36~48V，整流后最小輸入電壓為：

Vin=50.9V，

這是它的最惡劣的狀況，因此分壓電阻的R總為：R總=Vin/Iin1=50.9/0.003=16966歐設(shè)分壓電阻分別為R1和R2，所以有：R1/(R1+R2)=12/50.9=R1/16966可得出：

R1=4K歐，R2=16966-4000=12966歐取R2=13K，R1=4K電路正常工作后，UC3843由副繞組供電，提供的電壓已經(jīng)在變壓器中算出，U2=12V，正常工作后UC3843的電流為16mA左右，都是由副繞組提供。5.4．2震蕩頻率

圖6UC3843的RC震蕩頻率圖

如上圖6所示，電阻R和電容C分別連接振蕩器的4腳，由8腳的5V參考電壓作供電，在R大于5K時(shí)，

f=1.72/RC

本試驗(yàn)中，取f為30KHz，由它的圖7可得，取C=2.2nF比較理想，因此：

R=1.72/（2.2*30）*106=26K歐

圖7UC3843的RC曲線圖

5.4．3感應(yīng)電流環(huán)節(jié)

圖8UC3843的感應(yīng)電流環(huán)節(jié)圖

如上圖8所示，正常狀況下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk=（Vpin1-1.4）/3Rs

此處取Rs=0.16歐/2W，1腳的輸入電壓由光隔的集電極電壓決定。當(dāng)電源輸出過載或者假使輸出電壓取樣丟失時(shí)，異常工作條件將出現(xiàn)，在這些條件下，電流取樣比較器門限被內(nèi)部鉗位至1V，因此最大峰值開關(guān)電流為

Ipk=1/Rs=1/0.16=6.25A

尋常在電流波形的前沿可以觀測(cè)到一個(gè)窄尖脈沖，當(dāng)輸出負(fù)載較輕時(shí)，它可能會(huì)引起電源不穩(wěn)定。這個(gè)尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復(fù)時(shí)間造成的，在電流取樣輸入端增加一個(gè)RC濾波器，使它的時(shí)間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時(shí)間，消除不穩(wěn)定。

從示波器的波形可以看出，它的尖峰持續(xù)時(shí)間t值大約為500ns，于是得t=RC=500ns

取C=470pf，因此R=t/470=1063歐，此處取R=1K，C=470pf。5.4．4反饋環(huán)節(jié)[2]

UC3843是高性能固定頻率電流模式控制器,專為低壓應(yīng)用而設(shè)計(jì),廣泛用于100W以下的反激式開關(guān)電源中。目前大多數(shù)開關(guān)電源都采用離線式結(jié)構(gòu),一般從輔

助供電繞組回路中通過電阻分壓取樣,該反饋方式的電路簡(jiǎn)單,但由于反饋不能直接從輸出電壓取樣,沒有隔離,抗干擾能力也差,所以輸出電壓中仍有2%的紋波,對(duì)于負(fù)載變化大和輸出電壓變化大的狀況下響應(yīng)慢,不適合精度要求較高或負(fù)載變化范圍較寬的場(chǎng)合,為了解決這些問題,可以采用可調(diào)式縝密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431協(xié)同光耦構(gòu)成反饋回路。如下圖9所示：

圖9PC817與TL431的反饋圖

電阻從左到右分別為Rbias，Rs，Rup，下面的電阻為Rlow，中間的是光隔的二極管和TL431.采用TL431協(xié)同光耦PC817A作為參考、隔離、取樣,電路中將UC3843內(nèi)部的誤差放大器反向輸入端2腳直接接地,PC817A的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端1腳,跳過芯片內(nèi)部的誤差放大器,直接用1腳做反饋,然后與電流檢測(cè)輸入的第3腳進(jìn)行比較,通過鎖存脈寬調(diào)制器輸出PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。當(dāng)輸出電壓升高時(shí),經(jīng)電阻Rup,Rlow分壓后輸入到TL431的參考端的電壓也升高,此時(shí)流過光耦中發(fā)光二極管的電流增大,PC817A三極管集射級(jí)電壓Ucc減小,UC3843的6腳輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比變小,于是輸出電壓下降,達(dá)到穩(wěn)壓的目的。反之亦然,使輸出保持恒定,不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響。

在圖9中直接從1腳反饋的好處是能使電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快,而且還簡(jiǎn)化了1腳和2腳之間RC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。由于誤差放大器用作信號(hào)傳輸時(shí)都需要傳輸時(shí)間,并不是輸出與輸入同時(shí)建立。由于TL431內(nèi)部有一個(gè)高增益的誤差放大器,假使把反饋信號(hào)接到2腳的電壓反饋端,則反饋信號(hào)要通過兩個(gè)高增益誤差放大器,傳輸時(shí)間增長(zhǎng)。而且直接采用1腳做反饋,還能起到過載保護(hù)的功能,當(dāng)電源過載或輸出短路時(shí),流過光耦中的二極管的電流會(huì)迅速增大,1腳的電壓很快就被拉低。1腳的電壓低于1V時(shí),UC3843就會(huì)關(guān)閉6腳輸出,從而保護(hù)了電源

圖所示電路中,Rlow的取值要考慮TL431參考輸入端的電流,查技術(shù)手冊(cè)此電流為1.5uA，免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響,尋常取流過電阻Rlow的電流為參考輸入端電流的100倍以上，所以

RlowUout-Uka–Uf/50mA，Uka為TL431正常工作時(shí)的最低工作電壓,Uka=2.5V。Rs的取值要同時(shí)滿足這兩個(gè)條件,即：

Uout-Uka–Uf/50mA2.58A，符合容量和耐電流耐壓要求。

變換器的輸出電壓紋波也需要考慮。由輸出電容產(chǎn)生的電壓紋波峰峰值等于電容ESR乘以最惡劣狀況下輸出電流的峰峰值。

查表得，63V470u的電解電容ESR=235mΩ，兩個(gè)并聯(lián)后，Rc=ESR235/2=117.5mΩ電容峰峰值電流Ic=Io*（1+rdmax/2）/(1-Dmax)

代入公式得：

Ic=2*（1+0.4/2）/（1-0.62）=6.3A

輸出電