可選擇諧波型有源濾波器的檢測及其閉環(huán)控制-設(shè)計(jì)應(yīng)用

精品文檔-下載后可編輯可選擇諧波型有源濾波器的檢測及其閉環(huán)控制-設(shè)計(jì)應(yīng)用摘要:為了實(shí)現(xiàn)對電力系統(tǒng)諧波的實(shí)時(shí)和補(bǔ)償,該文提出了一種用于有源電力濾波器任意指定次諧波的檢測方法以及基于該檢測方法的閉環(huán)控制方法。這種有源電力濾波器由選擇性諧波檢測環(huán)節(jié)、電壓控制和電流控制環(huán)節(jié)組成。為了補(bǔ)償數(shù)字控制器和逆變器帶來的延時(shí),在檢測環(huán)節(jié)中加入了預(yù)測補(bǔ)償角。電壓閉環(huán)控制方法借助檢測環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)了對諧波電流發(fā)生電路中逆變器直流側(cè)的電壓控制。電流閉環(huán)控制方法使得實(shí)際補(bǔ)償電流地跟蹤檢測出的諧波指令電流。仿真結(jié)果驗(yàn)證了該控制方法的正確性,在采用上述方法后,電源電流得到根本的改善。

關(guān)鍵詞:有源濾波器;選擇性諧波檢測方法;閉環(huán)控制方法;直流電壓控制

有源電力濾波器(activepowerfilter,APF)是目前諧波補(bǔ)償?shù)囊环N重要的電力電子裝置。大多數(shù)傳統(tǒng)APF的諧波電流檢測方法基于時(shí)域瞬時(shí)無功功率理論。該檢測方法的是將檢測出的基波電流與負(fù)載電流相減,得到全部諧波電流并對其進(jìn)行補(bǔ)償。這種基于傳統(tǒng)檢測方法的APF應(yīng)用已經(jīng)比較廣泛。但是由于系統(tǒng)本身固有的延時(shí),例如檢測環(huán)節(jié)中的計(jì)算延時(shí)和電壓型逆變器(voltagesourceinverter,VSI)的延時(shí)等,使得APF對于高次諧波的補(bǔ)償出現(xiàn)誤差,甚至于放大某些高次諧波。因?yàn)閿?shù)字控制器及VSI的延時(shí)滯后的存在,所以很難采用閉環(huán)的電流控制方法。另外,采用傳統(tǒng)的諧波電流檢測方法時(shí),如果負(fù)載中包含容性負(fù)載,由于容性負(fù)載和感性負(fù)載的諧振,使得系統(tǒng)在補(bǔ)償諧振頻率附近的諧波時(shí)出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況。此外,當(dāng)諧波的主要成分是5次、7次、11次等低次諧波時(shí),系統(tǒng)對于它們的補(bǔ)償?shù)睦寐屎艿汀?/p>

本文提出了一種帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法以及基于該方法的電壓和電流閉環(huán)控制方法。這種檢測方法是從負(fù)載電流中直接檢測出指定次諧波(包括正序諧波和負(fù)序諧波),并通過增加預(yù)測補(bǔ)償角徹底解決系統(tǒng)的延時(shí),達(dá)到的實(shí)時(shí)檢測和補(bǔ)償。閉環(huán)的電流控制完成了補(bǔ)償電流對檢測信號的跟蹤,電壓控制完成了對于VSI直流側(cè)電壓的穩(wěn)定控制。

帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)腟HC-APF

如圖1所示,帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)腟HC-APF采用了帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法以及基于該檢測方法的電流和電壓的閉環(huán)控制。其中,帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測環(huán)節(jié)直接檢測出任意指定次諧波;電流的閉環(huán)控制使得輸出的補(bǔ)償電流可以地跟隨給定的補(bǔ)償電流信號;電壓閉環(huán)控制使SHC-APF中VSI的直流側(cè)電容電壓控制在指定的電壓值,從而保持VSI的交流側(cè)與電源之間的電壓差。

帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法

上述SHC-APF中的帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法所基于的理論基礎(chǔ)與傳統(tǒng)方法一致,即電力系統(tǒng)中基波和各次諧波的頻率基本不變。

如圖2所示,根據(jù)這一假定和Fourier級數(shù),可以用鎖相環(huán)(PLL)來獲得所需要檢測的指定次諧波的頻率值。將電壓ean倍頻后通過鎖相環(huán)和正、余弦發(fā)生電路得到與ea同相位的正弦信號sin(nωt)和對應(yīng)的余弦信號cos(nωt),從而得到變換陣

三相電流ia、ib、ic經(jīng)過C32變換矩陣完成靜止坐標(biāo)系下三相到兩相的變換。將兩相電流iα、iβ經(jīng)過變換陣Cn得出在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的n次諧波的有功和無功電流分量ipn、iqn,其中,

旋轉(zhuǎn)變換后的電流分量經(jīng)過低通濾波器(LPF)濾波,可得到用直流分量{idn,iqn}表示的該次諧波的幅值。

但是,直接對該分量進(jìn)行旋轉(zhuǎn)反變換用來補(bǔ)償時(shí),由于當(dāng)系統(tǒng)總延遲時(shí)間為ΔT時(shí),設(shè)基波角頻率為ω,在這ΔT內(nèi)已經(jīng)旋轉(zhuǎn)過的角度為

即變換矩陣中該次諧波電角度為nθ時(shí)刻補(bǔ)償?shù)氖请娊嵌葹棣萵-Δθn時(shí)刻的諧波電流值,從而造成系統(tǒng)的錯(cuò)誤補(bǔ)償。嚴(yán)重時(shí),某個(gè)諧波的補(bǔ)償甚至?xí)纬烧答?。例如?1次諧波而言,在工頻50Hz,延遲時(shí)間1ms時(shí),11次諧波在1ms內(nèi)旋轉(zhuǎn)了3.454rad,接近180°。

為徹底解決了系統(tǒng)延時(shí)問題,假定諧波電流周期性變化,可以通過在旋轉(zhuǎn)反變換矩陣中修改電角度來改變進(jìn)行補(bǔ)償?shù)臅r(shí)刻。在原有電角度上加入Δθn,從而徹底補(bǔ)償了系統(tǒng)延時(shí)。Δθn為預(yù)測補(bǔ)償角度。這樣,直流分量經(jīng)過反變換陣C(Δθn)-1n和C23終得出n次諧波電流ian、ibn、icn。其中,有C23=CT32

以上講述的是為某次諧波的檢測方法,當(dāng)需要APF補(bǔ)償特殊指定的某幾次諧波時(shí),如圖1中下面的虛線框,可以采取各次諧波并行計(jì)算的方式,分別求出指定的各次諧波,然后將各次諧波相加得到SHC-APF的補(bǔ)償電流指令信號。

電流閉環(huán)控制

上述SHC-APF在檢測出了諧波電流信號以后,需要經(jīng)過電流控制環(huán)節(jié),產(chǎn)生驅(qū)動VSI的PWM信號,終由VSI產(chǎn)生補(bǔ)償電流。傳統(tǒng)方法中由于數(shù)字控制器及VSI延時(shí)滯后的存在,很難采用電流閉環(huán)完成對較高諧波電流的跟蹤補(bǔ)償。而對于SHC-APF,因?yàn)橹皇茄a(bǔ)償?shù)痛沃C波,電流閉環(huán)的響應(yīng)速度很容易滿足要求,因此,可以引入電流閉環(huán)。圖3為有源電力濾波器補(bǔ)償電流閉環(huán)控制的結(jié)構(gòu)圖,其中iah、ibh、ich就是補(bǔ)償電流指令,來自于檢測單元。補(bǔ)償電流指令信號經(jīng)過電流控制環(huán)節(jié)產(chǎn)生PWM脈沖信號,從而控制VSI發(fā)出補(bǔ)償電流iahf、ibhf、ichf。將實(shí)際補(bǔ)償電流與補(bǔ)償電流指令信號進(jìn)行比較,形成閉環(huán)的電流跟蹤控制。

由圖3得到如圖4的補(bǔ)償電流閉環(huán)控制系統(tǒng)的方框圖。圖中,誤差經(jīng)過一個(gè)PI調(diào)節(jié)器后,經(jīng)過VSI產(chǎn)生出PWM電壓信號,作用在電感上產(chǎn)生實(shí)際的補(bǔ)償電流作為系統(tǒng)的輸出。VSI可以近似為一個(gè)比例常數(shù)。由于被控對象為一階環(huán)節(jié),所以只需要P調(diào)節(jié)器就可以使得電流環(huán)實(shí)現(xiàn)階躍無靜差。

電壓的閉環(huán)控制

對于SHC-APF來說,控制VSI直流側(cè)電壓十分重要。為了避免增加更多的電路,在SHC-APF中,對直流側(cè)電壓的控制是通過在檢測模塊中增加直流控制部分來實(shí)現(xiàn)的。

對APF而言,由于瞬時(shí)無功功率不會導(dǎo)致其交流側(cè)與直流側(cè)之間的能量交換。交流側(cè)與直流側(cè)的能量交換取決于瞬時(shí)有功功率p。如圖5所示,Udcr是電容電壓的給定值,Udcf是電流電壓的反饋值,兩個(gè)量的差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到調(diào)節(jié)信號Δid。由于直流電壓調(diào)節(jié)信號Δid應(yīng)該是一個(gè)基波的直流有功分量,直流無功分量Δiq為零。而在選擇性諧波檢測方法中經(jīng)過LPF的是各次諧波的直流分量Ih,而不是基波的直流分量。所以,在選擇性諧波檢測方法中,直流電壓控制信號經(jīng)過旋轉(zhuǎn)反變換后與各次諧波的電流檢測值相減,使得終補(bǔ)償電流信號iah、ibh、ich中包含一定的基波有功電流。從而使APF的直流側(cè)和交流側(cè)存在能量的交換,將Udc調(diào)節(jié)到給定值。

這種閉環(huán)電壓控制方法是建立在加預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法上的,不僅不影響諧波檢測方法對于數(shù)字式控制器所造成的延時(shí)的克服,同時(shí),還能完成傳統(tǒng)方法中對于直流側(cè)電壓的控制功能。

仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文對于圖1的系統(tǒng)用MATLAB進(jìn)行了全面的仿真。對于VSI的電流閉環(huán)控制,由于響應(yīng)速度和魯棒性的要求,采用了三角波比較控制方法。

在仿真中,采用三相電壓為頻率50Hz、線電壓380V的電源。VSI的直流側(cè)電容為7500LF,其電壓設(shè)定值為750V,開關(guān)頻率為10kHz。進(jìn)行補(bǔ)償?shù)氖?、7、11、13次諧波。SHC-APF外的補(bǔ)償電感為0.39mH。

首先,對于VSI直流側(cè)電壓控制進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。理論上,直流側(cè)電壓可以控制到高于交流側(cè)線電壓幅值的任意值。在圖6中,直流側(cè)電壓直接控制達(dá)到預(yù)定的電壓750V。特別指出,當(dāng)開始進(jìn)行電流補(bǔ)償以后直流側(cè)電壓可能出現(xiàn)波動,但是經(jīng)過直流側(cè)的電壓控制,保持在750V左右。

其次,對于采用預(yù)測補(bǔ)償?shù)腟HC-APF的諧波電流補(bǔ)償進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。理論上,SHC-APF能夠很快地檢測出諧波,并且進(jìn)行諧波補(bǔ)償以后的電源電流應(yīng)該有很大的改變。在圖6中,補(bǔ)償從0.04s開始,馬上開始檢測到補(bǔ)償電流信號,補(bǔ)償?shù)碾娫措娏鞔蠹s是在1/4周期之后開始變化,經(jīng)過一個(gè)周期終達(dá)到補(bǔ)償效果。帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)闹C波檢測方法可以很好地完成檢測諧波的任務(wù),并且補(bǔ)償后電源電流基本很好。由于仿真實(shí)驗(yàn)選擇的檢測諧波為5次、7次、11次、13次這樣的低次諧波,因而在補(bǔ)償后的電源電流中含有一些高頻分量。這些高頻分量在實(shí)際系統(tǒng)中會被系統(tǒng)本身的阻抗抑制。

第三,對于電流閉環(huán)控制做了仿真實(shí)驗(yàn)。由于采用了新的檢測方法,使得對于VSI可以采用閉環(huán)的電流控制。理論上VSI的輸出電流應(yīng)該很好地跟蹤檢測出的補(bǔ)償電流指令信號。圖7中,實(shí)際補(bǔ)償電流可以很好地跟蹤檢測的補(bǔ)償電流指令信號。由于VSI輸出的是PWM信號,所以在實(shí)際輸出的電流上出現(xiàn)一些高頻諧波。在仿真開始時(shí),并沒有進(jìn)行對諧波的補(bǔ)償,此時(shí)的VSI是整流器,給直流側(cè)電容充電的過程,當(dāng)直流側(cè)電容電壓控制穩(wěn)定開始補(bǔ)償諧波。

,針對兩個(gè)閉環(huán)相互影響做了仿真實(shí)驗(yàn)。檢驗(yàn)當(dāng)電容器上的電壓波動時(shí),對于補(bǔ)償電流控制環(huán)的影響。理論上當(dāng)電容器電壓重新得到控制達(dá)到穩(wěn)定以后,補(bǔ)償應(yīng)該繼續(xù)進(jìn)行,系統(tǒng)應(yīng)該保持穩(wěn)定。補(bǔ)償效果應(yīng)該與變化前一樣,說明電流閉環(huán)控制依然穩(wěn)定。圖8、9中,SHC-APF從0.06s開始進(jìn)行補(bǔ)償,從0.12s開始變化直流側(cè)電壓。很快直流側(cè)電壓就得到控制,穩(wěn)定到新的給定值,經(jīng)過閉環(huán)電流控制后的輸出補(bǔ)償電流也恢復(fù)到電壓變化前的情況,系統(tǒng)的補(bǔ)償效果如前。

從上面的仿真結(jié)果看,直流側(cè)電壓波動時(shí),補(bǔ)償電流都能夠很好地得到控制,并且在很快的時(shí)間內(nèi)恢復(fù)到原來的補(bǔ)償效果,而直流側(cè)電壓的波動以后,也能很快地達(dá)到重新的穩(wěn)定狀態(tài)。

小結(jié)

本文提出的帶預(yù)測補(bǔ)償?shù)倪x擇性諧波檢測方法,可以檢測出任意指定次