繞線式轉(zhuǎn)子無刷雙饋電機控制分析

/3繞線式轉(zhuǎn)子無刷雙饋電機控制系統(tǒng)分析無刷雙饋電機在雙饋方式下運行時具有普通同步電動機的特性，可能在恒壓頻比的開環(huán)控制下穩(wěn)定運行，但是其轉(zhuǎn)速和負載轉(zhuǎn)矩的動態(tài)性能比較差，負載突變時轉(zhuǎn)速容易振蕩，存在失步的危險。為了改善BDFM的運行性能，需要對它進行閉環(huán)控制。由于BDFM又具有異步電動機的特點，因此適用于異步電動機的控制策略都可以用于對BDFM的控制，如標量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制、轉(zhuǎn)子磁場定向控制、參數(shù)自適應(yīng)控制等。目前，國內(nèi)外學者對BDFM的控制進行了較為深入的研究。本課程主要對幾種常用的控制策略進行分析。3.1無刷雙饋電機的標量控制BDFM理想的運行方式是雙饋運行。在雙饋方式下，按照式nr60fppppc，通過閉環(huán)控制BDFM控制繞組的頻率和電壓大小，就可以實現(xiàn)對電機轉(zhuǎn)速和功率因數(shù)等特性的動態(tài)控制。這就是標量控制的基本思想。圖3-1為BDFM的標量控制框圖，系統(tǒng)通過兩個簡單的PI調(diào)節(jié)器來實現(xiàn)對電機的動態(tài)控制。本系統(tǒng)有兩個給定，即速度和功率因數(shù)。系統(tǒng)通過對電機轉(zhuǎn)速和功率繞組電量的檢測，利用CPU計算出實際的轉(zhuǎn)速和功率因數(shù)，再將它們與給定值進行比較。當轉(zhuǎn)速出現(xiàn)偏差（有可能失步）時，系統(tǒng)就自動調(diào)節(jié)控制繞組頻率來減小和消除偏差。當功率因數(shù)出現(xiàn)偏差時，系統(tǒng)就自動調(diào)節(jié)控制繞組的勵磁電流（或電壓）來減小和消除偏差，保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠運行。當負載一定和功率因數(shù)給定時，對應(yīng)的控制繞組的勵磁電流可以通過穩(wěn)態(tài)電路來計算。只考慮控制繞組系統(tǒng)的等效電路如圖3-1所示。根據(jù)該圖可以計算出控制電流與負載和功率因數(shù)的關(guān)系。1圖3-2BDFM標量控制框圖假設(shè)功率繞組系統(tǒng)的功率因數(shù)角為emp，則在忽略定子損耗時功率繞組電流I為pIpPempcosp（）假設(shè)功率繞組電流系數(shù)為ip，則轉(zhuǎn)子電流Ir，為IkripPempcosp（）2由圖3-2可得轉(zhuǎn)子回路的電壓方程為UIZEIZIjx（）sprrcrrrccrm式中Z——轉(zhuǎn)子復(fù)阻抗；rx——定子與轉(zhuǎn)子間互感。crm結(jié)合式（）可以計算出控制繞組電流I為cIcPempUkZspiprcospjxcrm(3-4)控制系統(tǒng)中要求功率因數(shù)維持常數(shù)，以提高電機的效率和減少無功功率。因此，當負載發(fā)生變化時，就可以按照式（3-4）的規(guī)律來調(diào)節(jié)控制繞組電流（電壓），以保證功率因數(shù)等于給定值不變。標量控制是利用穩(wěn)態(tài)電路模型來建立控制算法，系統(tǒng)比較簡單，硬件和軟件都容易實現(xiàn)，可以在較低價格的微處理器上實現(xiàn)。采用標量閉環(huán)控制，BDFM的穩(wěn)定性和動態(tài)性能得到了較大的改善和提高。該控制適用于對動態(tài)性能要求不高的場合，如煤態(tài)的通風機、水泵等。3.2無刷雙饋電機的直接轉(zhuǎn)矩控制直接轉(zhuǎn)矩是直接在定子坐標上計算磁鏈和轉(zhuǎn)矩的大小，并通過對磁鏈和轉(zhuǎn)矩的直接跟蹤實現(xiàn)功率變換器的PWM輸出，來控制電機的動態(tài)行為，該方法不需要復(fù)雜的坐標變換，對參數(shù)變化也不敏感，可以很好地滿足系統(tǒng)高動態(tài)性能的要求。異步電動機的矢量圖如圖3-3所示。3利用異步電動機的穩(wěn)態(tài)電路和轉(zhuǎn)矩關(guān)系，可以推導出異步電動機的電磁矩表達式為pTemsrL2sin（3-5）式中L——轉(zhuǎn)子漏電感；2s——定子磁鏈；r——轉(zhuǎn)子磁鏈；——定、轉(zhuǎn)子磁鏈夾角。可見電磁轉(zhuǎn)矩與磁鏈成正比。與角成正弦關(guān)系。在直接轉(zhuǎn)矩控制中，需要控制定子電壓來維持定子磁鏈幅值為額定值，以便充分利用電機鐵心。轉(zhuǎn)子磁鏈幅值由負載決定。由式（3-5）可知，要控制電磁轉(zhuǎn)矩大小，可以通過直接改變角來實現(xiàn)。在直接轉(zhuǎn)角的大小。異步電子機定子繞組電壓矢量在空間的轉(zhuǎn)速和方向是通過控制功率變換器的開關(guān)開斷時間和順序來實現(xiàn)的。圖3-4為功率變換器電路，主電路由三組開關(guān)（U、V、w）組成。4當S（V、w）=1時，表示橋臂上邊開關(guān)閉合，下邊開關(guān)斷開；U當（U、V、w）=0時，表示橋臂上邊開關(guān)斷開，下邊開關(guān)閉合，則這三組開關(guān)共有8種狀態(tài)，見表3-1。它能輸出8種電壓狀態(tài)，電壓加在繞組上產(chǎn)生電流，形成的合成磁動勢也有8種狀態(tài)，相應(yīng)的空間矢量如圖3-5所示。由圖3-4和圖3-5可知，如果控制變換器的開關(guān)狀態(tài)按照1、32、6、4、5、1順序變化，則在電機中產(chǎn)生的合成磁動勢及其磁鏈變化的軌跡為正六邊形，旋轉(zhuǎn)方向是順時針方向；如果控制變換器的開關(guān)狀態(tài)按照1、5、4、6、、、1順離變化，則在電機中產(chǎn)生的合成磁動勢及其磁鏈變化的軌跡仍為正六邊形，旋轉(zhuǎn)方向是逆時針方向?？梢姡ㄗ哟沛溩兓?guī)律由定子電壓決定。表3-1變換器開關(guān)狀態(tài)狀態(tài)UVwFiUi0000（）U（）1001（）U（）2010F（）U（）3011（011）U（011）4100F（）U（）55101（）U（）6110（110）U（110）71117（111）U（111）在直接轉(zhuǎn)矩控制中，就是通過電壓空間矢量來控制定子磁鏈的旋轉(zhuǎn)速度和方向，控制定子磁鏈走走停?；蛘咦叻醋咦?，以改變定子磁鏈的瞬間速度大?。欢D(zhuǎn)子磁鏈速度由定子頻率的平均速度決定，它不會突變。因此，瞬間改變定子磁鏈的速度，就改變了角的大小。由圖3-3可知，當定子磁鏈的速度增加時，角會變大，相應(yīng)地電磁轉(zhuǎn)矩也會增加。由于BDFM的功率繞組不可控制，僅控制繞組勵磁可控，機時BDFM的總電磁轉(zhuǎn)矩由兩套繞組的勵磁共同產(chǎn)生，因此不能用傳統(tǒng)的普通異步電動機直接轉(zhuǎn)矩控制方法來控制BDFM變化的BDFM直接轉(zhuǎn)矩控制方法。該方法使用轉(zhuǎn)子速dq坐標系BDFM數(shù)學模型。并引入一個電磁轉(zhuǎn)矩變化量表達式（3-6TP(iiii)empqspdspqspdspdspqspdspqspp(iidscii)cqscdscqscdscqscdscqsc（）由此就可以得出控制繞組電壓與電磁轉(zhuǎn)矩的關(guān)系為*1Tuem223qscudsc*122111sc3（）式中，1~3、1~3是與電機參數(shù)相關(guān)的系數(shù)?？梢娍刂评@組電壓與轉(zhuǎn)矩的變化量直接相關(guān)。只要估計出轉(zhuǎn)矩和磁鏈的變化值，控制繞組需要的勵磁電壓就可以根據(jù)式（）計算出來。然后可以求出功率變換器的開關(guān)狀態(tài)函數(shù)，控制功率變換器使之輸出BDFM所需要的電壓值和頻率值。BDFM的直接轉(zhuǎn)矩控制框圖如圖3-6所示。6BDFM的直接轉(zhuǎn)矩控制需要測量定子繞組的各相電壓、電流以及轉(zhuǎn)子速度，并進行計算估計電機的磁鏈和電磁轉(zhuǎn)矩。然后計算轉(zhuǎn)子速坐標系下控制繞組的電壓值，再進行坐標變換得到靜止坐標下三相電壓控制值。最后控制功率變換器輸出相應(yīng)的電壓，需要高速處理器來設(shè)計控制系統(tǒng)，因而成本較高，但其控制性能十分優(yōu)越。3.3無刷雙饋電機的轉(zhuǎn)子磁場定向控制對異步電機進行矢量控制時，需要先將電機的空間矢量經(jīng)過坐標變換，將三相靜止坐標變換成同步旋轉(zhuǎn)的dqd軸固定在轉(zhuǎn)子磁鏈方向上。因此，經(jīng)過變換后的空間合成矢量（電流、電壓、磁動勢、磁鏈等）都變成了直流物理量，電機的控制量很容易確定，也很容易控制。但是BDFM在雙饋運行不能像普通異步電機那樣確定一個惟一的同步坐標系，因此BDFM的矢量控制需要建立雙同步坐標系統(tǒng)。7為了簡化模型，將控制子系統(tǒng)和功率子系統(tǒng)建立的轉(zhuǎn)子磁場進行定向，即將功率子系統(tǒng)的同步坐標中d軸固定在功率子系統(tǒng)轉(zhuǎn)子磁鏈方向上，將控制子系統(tǒng)的同步坐標中d軸固定在控制子系統(tǒng)轉(zhuǎn)子磁鏈方向上，將控制子系統(tǒng)的同步坐標中d軸固定的控制子系統(tǒng)轉(zhuǎn)子磁鏈方向上。因此，兩個子系統(tǒng)中q軸方向的轉(zhuǎn)子磁鏈等于零，即LiLidrprp2drpsrp2dsprpLiLi0qrprpqrpsrpqsp（3-8）LiLidrcrc2drcsrc2dscrcL2iL2i0qrcrcqrcsrcqsc（3-9）將式（）代入雙同步速模型中，會得到達BDFM轉(zhuǎn)子磁場定向的數(shù)學模型為udsprLpL00LpLsppsp2srp2psrp2uqspLrLp00pLLppspsrp2srp2udsc00rLpLLpLscsc2csc2src2csrc2uqsc00LrLpLLpcsc2scsc2csrc2src20Lp0Lp0rLp0srp2src2rr0L0L0sLrc2sLrp2rrssrp2ssrc2idspiqspidsciqsc（3-10）idriqrBDFM在雙饋運行時，兩個子系統(tǒng)的轉(zhuǎn)差頻率相等，即sspsc。由此，可進一步得到BDFM轉(zhuǎn)子磁場定向的電磁轉(zhuǎn)矩為LLsrp2src2TpipiemprpqspcrcqscLLrp2rc2（）BDFM在雙饋運行中，只有控制子系統(tǒng)的勵磁可以調(diào)節(jié)，因此對BDFM的電磁轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)只能通過改變控制子系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩來實現(xiàn)。在BDFM矢量控制中，被控制的物理量是控制繞組的電流。從BDFM的雙同步模型中尋找8控制繞組電流與其他量的關(guān)系是BDFM矢量控制的關(guān)鍵。由式（3-10）的第五行求得轉(zhuǎn)子電流d軸分量為idrdprprcrr(3-12)由式（）和式（）可得定子電流d軸分量為Tp1Lc2rc2ipdscrcrpLLsrc2src2(3-13)式中T——轉(zhuǎn)子勵磁時間常數(shù)，c2Lrc2/rr。c2可見，控制子系統(tǒng)的轉(zhuǎn)子磁鏈rc僅由子電流d軸分量idsc產(chǎn)生，與q軸分量i無關(guān)。qsc由式（3-10）的第六行求得轉(zhuǎn)差頻率與控制電流的關(guān)系為rri（3-14）sqrrprc將式（）代入式（3-14）得Lsrc2isqscT2()crprc（3-15）式（3-15）是轉(zhuǎn)差頻率控制方程，反映了轉(zhuǎn)差頻率與iqsc之間的關(guān)系。所以，式（3-113-13）和式（）構(gòu)成了BDFM的轉(zhuǎn)子磁場定向控制方程。在控制子系統(tǒng)中，轉(zhuǎn)子磁鏈rc由idsc控制，轉(zhuǎn)矩由iqsc控制。這樣在維持rc不變時，通過改變iqsc就可以實現(xiàn)對BDFM的動態(tài)控制?；谏鲜隹刂扑惴ǖ腂DFM轉(zhuǎn)子磁場定向控制框圖如圖3-7所示。9系統(tǒng)先檢測出BDFM的功率繞組和控制繞組的電壓、電流和轉(zhuǎn)子速度等物系統(tǒng)將角速度物理量，利用雙同步模型計算出電機轉(zhuǎn)子磁鏈和轉(zhuǎn)矩等。系統(tǒng)將角速度給定值*r與實測反饋值r合成后，經(jīng)過速度調(diào)節(jié)器輸出轉(zhuǎn)矩給定值*TemcT綜合后，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器輸出控制繞組q軸電流分量的控制信號。轉(zhuǎn)子磁emc鏈給定值*drc與計算值drc合成后，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器輸出控制繞組d軸電流分量的控制信號。最后經(jīng)過坐標變換得到三相控制信號去控制功率變換器輸出。3.4繞線式轉(zhuǎn)子無刷雙饋發(fā)電機控制目前文獻關(guān)于無刷雙饋電機控制策略大多集中于BDFM作為電動機運行時策略?；蜃鳛椴⒕W(wǎng)發(fā)電控制策略。無刷雙饋電機的運行特性類似極對數(shù)為pp的繞線式電機，從控制角度pc10來看可以把應(yīng)用于普通異步電機的控制策略如標量控制、磁場定向控制、直接轉(zhuǎn)矩控制用于BDFM的控制。但是BDFM由于其本身電機的特殊性，它存在兩套定子繞組，轉(zhuǎn)子繞組與兩套定子繞組均有磁場耦合，其電機結(jié)構(gòu)、磁場耦合關(guān)系復(fù)雜。普通異步電機最復(fù)雜的磁鏈方程，電感矩陣是交變的定轉(zhuǎn)子互感，與定轉(zhuǎn)子繞組軸線夾角成比例。無刷雙饋電機的電感矩陣更復(fù)雜，包含功率繞組與轉(zhuǎn)子繞組互感和控制繞組與轉(zhuǎn)子繞組互感，由于功率繞組和控制繞組極對數(shù)和通入電流頻率不一樣，其定轉(zhuǎn)子繞組軸線也不一樣。因此其控制方程式更為復(fù)雜，控制方法也復(fù)雜。做發(fā)電或電動運行時由于只有控制繞組可控，而功率繞組是不可控另外電機的參數(shù)，特別是定轉(zhuǎn)子繞組互感相對普通異步電機而言不易估算準確，目前針對無刷雙饋電機參數(shù)估算的方法主要有理論計算方法和基于實驗和理論計算結(jié)合方法，這些方法都只能是近視計算。前面推導的無刷雙饋電機數(shù)學模型對等效電路參數(shù)特別敏感，電機參數(shù)又無法準確估計，特別是定轉(zhuǎn)子間互感。對電機控制更是帶來了很多不利的影響。通過借鑒目前BDFM作為電動運行的一些控制策略，結(jié)合無刷雙饋電機單機發(fā)電模型，對無刷雙饋單機發(fā)電的各種閉環(huán)控制方法，下面主要就無刷雙饋單機發(fā)電機運行標量控制、單機發(fā)電轉(zhuǎn)子磁場定向控制策略進行研究，在此基礎(chǔ)上提出一種基于轉(zhuǎn)子電流測量的控制模型。3.4.1無刷雙饋電機單機發(fā)電運行數(shù)學模型以上數(shù)學模型都是依照電動機慣例推導出無刷雙饋電機數(shù)學模型，當其用于單機發(fā)電（不并網(wǎng)）時，系統(tǒng)給定量是原動機轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩，要求控制量是功率繞組端輸出電壓（電流）幅值和頻率。為了更好得到帶載仿真模型，需要按照發(fā)電機慣例重新改寫方程式。無刷雙饋發(fā)電機單機發(fā)電帶載運行時，假定三相負載對稱，負載阻抗ZRjX，其中XL2fpLL。按照發(fā)電機慣例，圖中所表示均為電壓和電LLL流正方向。11icaK1ipaLLRL整流C逆變icbiccBDFMipbipcLLLLRLRL不控整流原動機市電220V圖3.8無刷雙饋電機單機發(fā)電帶載系統(tǒng)結(jié)構(gòu)1）電壓源模型如果控制繞組側(cè)變頻器是電壓源型逆變器，則可控量為變頻器輸出交流電電壓和頻率。下面推導電壓控制源控制模型。在靜止坐標系下，無刷雙饋發(fā)電機電壓方程可寫為：uR00iL0Misppspspprspu0R0ip0LMisccscsccrsc（3.16）u00RiMMLirrrrprcrr其中功率繞組端電壓滿足基爾霍夫電壓定律：uR00iL00ispaLspaLspau0R0ip0L0ispbLspbLspb（）u00Ri00LispcLspcLspc由此得功率繞組定子電壓方程可得：iRpLiR00iL0MispaLLspapspaspprspaiRpLi0R0ipL0MispbLLspbpspbspprspbiRpLi00RiL0MispcLLspcpspcspprspc整理后可得功率繞組定子電壓方程：0RR00iLL0MipLspaspLprspa00RR0ipLL0MipLspbspLprspb000RRiLL0MipLspcspLprspc定子轉(zhuǎn)子電壓方程改寫為：120RR00iL'0MipLspspprspu0R0ip0LMisccscsccrscu00RiMMLirrrrprcrr其中：LLLL/2L/2spmspLmspmspL'L/2LLLL/2spmspspmspLmspL/2L/2LLLmspmspspmspL由于負載電感并不參與電機勵磁，因此定子控制繞組、轉(zhuǎn)子自感沒有變化、定轉(zhuǎn)子互感磁鏈并沒有影響。靜止abc坐標系下，轉(zhuǎn)矩方程沒有變化，磁鏈方程僅電機定子功率繞組三相自感磁鏈增加L。采用前面坐標變換無刷雙饋發(fā)電機在轉(zhuǎn)子速dq0坐標系上電壓方程變?yōu)椋?rrpL'pL'00pMpMpLspprspprprpriqp0pL'rrpL'00pMpMprspLpspprprpridpuqc00rpLpLpMpMcsccrsccrcrcriqcudc00pLrpLpMpMcrsccsccrcrcridc0pM0pM0rpL0pcrriqr00pM0pM0rpLpcrrridr（3.18）上式是在已知負載阻抗大小情況下推導無刷雙饋發(fā)電機模型，該模型適合仿真運算推導無刷雙饋發(fā)電機運行規(guī)律。在單機發(fā)電實際應(yīng)用中實際上由于無法提前預(yù)知負載大小，因此上式不能應(yīng)用于控制模型。控制模型中給定量仍然是功率繞組端電壓大小，因此控制模型數(shù)學模型仍然不變。無刷雙饋電機在發(fā)電運行，通常是在功率繞組端開路情況下先自勵發(fā)電起動，等電壓穩(wěn)定后再切入負載。2）電流源模型如果控制繞組側(cè)變頻器是電流源型逆變器，則可控量為變頻器輸出交流電電其控制動態(tài)相應(yīng)更快。如果控制繞組電流已知可控，那么去掉控制繞組電壓方程，轉(zhuǎn)子速dq坐標系下電壓方程變?yōu)椋?3urpLpLpMpMiqppspprspprprprqpupLrpLpMpMiprsppspprprprdpdpMpipM0rpL0iprrrcrqcqr（）Mpi0pM0rpLicrdcprrrdr與前述相比，方程組進一步得到簡化。3.4.2繞線式無刷雙饋電機單機發(fā)電標量控制1）功率側(cè)電壓幅值穩(wěn)定的控制算法由同步發(fā)電機發(fā)電的內(nèi)部磁場分析，忽略電機的漏感、磁路飽和和繞組內(nèi)阻的影響，我們可以得到功率側(cè)的穩(wěn)定運行時的時-空矢量圖圖。qE0.jIptUpIpIIqpfIdpd圖3.9功率側(cè)的穩(wěn)定運行時的時-空矢量圖端電壓Up為我們的控制量。電機攜帶感性負載，因此有一個滯后的功率側(cè)電流Ip，其在直軸d的分量為I，在交軸q的分量為Iqpdp率因數(shù)角。類比于同步電機，這里也有一個勵磁電流If，在轉(zhuǎn)速恒定時，在功率繞組側(cè)產(chǎn)生感應(yīng)電動勢E0，其經(jīng)過電機繞組的自感x壓降，就得到了功率t端發(fā)電電壓。勵磁電流If在無刷雙饋電機里為轉(zhuǎn)子繞組電流的一部分分量，根據(jù)轉(zhuǎn)子磁場調(diào)制的理論，I成線性關(guān)系。c因此，從控制繞組建立電流I的閉環(huán)，可以控制功率側(cè)的電壓，從而能穩(wěn)定電壓c值。14當突加電阻性負載時，功率側(cè)電流I會突然增大，功率因數(shù)角不變，勵磁pUp小幅度下降，但突加感性負載時，功率側(cè)電流Ip會突然增大，且滯后電壓角也會增大，這會造成直軸的去磁分量電流I增大，dp從而造成合成的勵磁電流減小，使功率側(cè)感應(yīng)電動勢E0下降，造成端電壓U的p跌落厲害，因此感性負載對發(fā)電系統(tǒng)影響很大。這時就需要增大勵磁電流If，因此我們要增大控制繞組的電流I。相反，當突減感性負載時，要穩(wěn)定電壓，我c們需要減電流Ic。為保持功率端電壓U的穩(wěn)定，采用電流、電壓雙閉環(huán)的標量控制策略。pBDFM在發(fā)電狀態(tài)下穩(wěn)定運行時，主要擾動量為負載的波動，當負載突然增大時，會引起功率端電壓U下降，低于給電壓給定。此時，電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)會調(diào)節(jié)p控制繞組電流Ic增大，Ic建立的閉環(huán)控制系統(tǒng)會調(diào)節(jié)功率側(cè)勵磁電流的增大，提高感應(yīng)電動勢，從而抬升Up值。反之亦然，這樣，經(jīng)過電壓、電流控制環(huán)，我們就能穩(wěn)定功率側(cè)電壓Up的值。負載電壓變換電壓測量功率繞um組*um+-PI*ic+-icPI變頻器電BDFM電流變換iaibic流測量*fff(pp)pcppcnr601s轉(zhuǎn)速測量nr圖3.10繞線式BDFM發(fā)電的標量控制圖152）繞線式無刷雙饋電機單機發(fā)電的過程分析繞線式無刷雙饋電機單機發(fā)電的控制策略是建立在一定的調(diào)速X圍的，本文設(shè)定的調(diào)速X圍為（350~1500）r/min。發(fā)電過程會有兩個階段：第一個階段為自啟動建立電壓的過程；第二個階段為加入負載之后動態(tài)響應(yīng)的問題。(1)自啟動建立電壓過程：如圖3.8的發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，電機旋轉(zhuǎn)到指定速度在電壓建立之前，電機是不能攜帶大功率負載的。因為建立電壓時，母線上的電壓不穩(wěn)定，在亞同步速和超同步速啟動時，母線上的功率流動會反向，因此加入負載很容易造成母線電壓不穩(wěn)造成系統(tǒng)崩潰。但是我們單機發(fā)電必須攜帶變頻器的整流和逆變部分才能建立符合要求的電壓，因此，開機時必須攜帶變頻器負載，變頻器負載為非線性負載，它的電壓和電流非正弦化，這樣就會給功率端的發(fā)電造成諧波污染，對電機的控制很有影響。解決這個問題的辦法就靠變頻器的PWM整流模塊，通過適當?shù)目刂扑惴?，使變頻器功率側(cè)的電壓、電流為標準正弦量，且功率因數(shù)接近1。這樣無論在亞同步速還是超同步速，都能使發(fā)電系統(tǒng)開機自啟動建壓。(2)電機完成自啟動建立電壓穩(wěn)定后，需要帶負載運行，由上面的分析知，發(fā)電系統(tǒng)帶感性負載時，響應(yīng)速度很慢，為提高系統(tǒng)對感性負載的響應(yīng)速度，我們在這里提出一種方法：在PI電流環(huán)前引入負載無功電流分量，做前饋補償。這種算法是采樣負載端的三相電流，通過功率側(cè)的鎖相環(huán)得出功率側(cè)發(fā)電的功率因數(shù)角p，經(jīng)過功率繞組側(cè)的同步坐標變換，求取電流的無功電流分量iqp，將他等比例折算到控制繞組側(cè)，在控制側(cè)的PI環(huán)上進行電流補償。改進的控制策略圖見圖3.11。16負載um電壓變換電壓測量電流折算iqp電流變換p功率繞組iqc*um+-PI*ic++-icPI變頻器電BDFM電流變換iaibic流測量*fff(pp)pcppcnr601s轉(zhuǎn)速測量nr圖3.11加入電流前饋補償?shù)目刂瓶驁D圖中的功率繞側(cè)的電流到控制繞組側(cè)的電流折算目前是按定子繞組的級對數(shù)比來等比例分配的，即pciiqcqppp。在實驗過程中，這一比例可以根據(jù)實際情況靈活調(diào)試，以達到最佳效果。經(jīng)過電流前饋補償后，發(fā)電系統(tǒng)帶負載時，動態(tài)響應(yīng)會加快。在實際控制系統(tǒng)中，會出現(xiàn)突減負載的情況。因為負載電流的采樣濾波時間常數(shù)較大，在突減感性負載瞬間，前饋電流仍然保持負載存在時的較大值，而導致控制側(cè)勵磁電流較大，因此會出現(xiàn)功率側(cè)輸出電壓過沖，尤其是在突減感性負載時，如卸掉異步電機負載。因此，在程序設(shè)計時，需要給控制側(cè)電流設(shè)定一個上限幅值，這相當于一種保護。）繞線式無刷雙饋電機單機發(fā)電的矢量解耦控制策略異步電機可以根據(jù)坐標變換理論，將三相繞組轉(zhuǎn)換為正交的兩相繞組，從而實現(xiàn)互感參數(shù)與轉(zhuǎn)子速度的解耦。將交流量變換成偽直流量，方便我們對其進行有功和無功的分解，實現(xiàn)像直流電機那樣的，轉(zhuǎn)矩與磁場分開控制。對于BDFM，其氣隙中存在兩個不同速度的旋轉(zhuǎn)磁場，無法通過一個坐標變換就能將功率側(cè)、17控制側(cè)的電壓、電流量轉(zhuǎn)換為我們易于控制的直流量，不能在一個坐標系下就實現(xiàn)磁場的定向控制，為了解決這一問題，采用一種雙同步速的坐標變換，試圖實現(xiàn)BDFM在單機發(fā)電時，穩(wěn)定功率側(cè)的旋轉(zhuǎn)磁場的定向控制，從而提高電機發(fā)電時帶負載時的動態(tài)響應(yīng)。根據(jù)推導，可以得到轉(zhuǎn)子速d-q坐標系下的電壓方程。uqprpLPL00pMpMpspprspprprpriqpudpPLrpL00pMpMprsppspprprpridpuqc00rpLPLpMpMcsccrsccrcrcriqcudc00PLrpLpMpMcrsccsccrcrcridcupM0pM0rpL0qrpcrriqru0pM0pM0rpLdrpcrridr(3-20)轉(zhuǎn)子繞組短接，所以有：uuurrprciiirrprc0(3-21)其電磁轉(zhuǎn)矩為：TpM(iiii)pM(iiii)(3-22)epprqpdcdpqrccrqcdrdcqr從轉(zhuǎn)子速坐標系的電壓模型來看，方程實現(xiàn)了定子、轉(zhuǎn)子側(cè)三相對稱繞組到直角正交的兩相繞組的變換，使繞組間的互感參數(shù)與電機轉(zhuǎn)速解耦。功率側(cè)、控制側(cè)的電流頻率不同，模型中耦合著兩種不同頻率的電流，無法在轉(zhuǎn)子速上進行解耦。這個時候，我們根據(jù)無刷雙饋電機結(jié)構(gòu)的特殊性，將電機等效拆分成兩臺異步電機，分別成為功率子系統(tǒng)和控制子系統(tǒng)，根據(jù)各自的磁場旋轉(zhuǎn)速度，進行同步坐標變換，這樣就將功率和控制繞組的交流量，轉(zhuǎn)換成我們易于控制的直流量。假如上式控制繞組電流可測，則電流i、idc為已知。又rpurc0則3-20qc式子簡化為:urpLpLpMpMipspprspprprprqpqpupLrpLpMpMidpprsppspprprprdpMpipM0rpL0icrqcprrrqr(3-23)Mpi0pM0rpLiprrrcrdcdr18根據(jù)功率繞組磁鏈方程可得下式：iqpMiqpprqrLsp(3-24)idpMidpprdrLsp(3-25)聯(lián)立3-243-25并化簡，可得到轉(zhuǎn)子電流與功率繞組磁鏈和控制繞組電流的關(guān)系：2MMprprr(L)piMpiprrqrcrqcqpLLspsp(3-26)2MMprprr(L)piMpiprrdrcrdcdpLLspsp(3-27)由雙感應(yīng)電機級聯(lián)模型，可以將轉(zhuǎn)子電流分解成為功率繞組和控制繞組分別感應(yīng)的電流i、irc。如果忽略轉(zhuǎn)子磁路飽和，這兩個電流分量在轉(zhuǎn)子速dq坐rp標系下又有如下關(guān)系：iiiqrqrpqrciiidrdrpdrc(3-28)將式3-28代入3-27中可得，功率側(cè)感應(yīng)的轉(zhuǎn)子電流為：2MMprprr(L)piprrqrpqpLLspsp2MMprprr(L)piprrdrpdpLLspsp(3-29)由控制側(cè)的磁場和其感應(yīng)的轉(zhuǎn)子電流關(guān)系為：2Mcrr(L)piMpirrqrccrqcLsp2Mcrr(L)piMpirrdrccrdcLsp(3-30)電磁轉(zhuǎn)矩變?yōu)镸prTp(ii)pM(iiii)epqpdrpdpqrpccrdrpqcqrpdcLspMprp(ii)pMiii)pqpdrcdpqrpccrqrcdcdrpqcLsp(3-31)式3-29中的各量只與功率側(cè)相關(guān)，式3-30中的各量只與控制側(cè)相關(guān)，這樣19就把BDFM的數(shù)學模型分解成兩個解耦的子系統(tǒng)。以上推論的電壓電流量在轉(zhuǎn)子坐標系下都是交流，這不便于控制。根據(jù)式3-29和3-30的電流和勵磁關(guān)系，建立兩個同步旋轉(zhuǎn)坐標系。按各自的磁場旋轉(zhuǎn)速度，進行同步坐標變換，這樣就將功率和控制繞組的交流量，轉(zhuǎn)換成易于控制的直流量。rdccrdcpprqpprdrrqcrqprcrqcdprpdrpc圖3.12轉(zhuǎn)子坐標系和同步坐標系之間的關(guān)系圖假定無刷雙饋電機運行在亞同步速下，功率側(cè)與控制側(cè)電流相序相反時，轉(zhuǎn)子速與雙同步坐標系關(guān)系如圖。圖中cr表示控制繞組的同步旋轉(zhuǎn)坐標系，pr表示功率繞組的同步旋轉(zhuǎn)坐標系，r表示轉(zhuǎn)子速坐標系。由第二章分析知：prppprtt(3-32)()crcpcrtt(3-33)()根據(jù)坐標變換理論，功率側(cè)和控制側(cè)的坐標變換矩陣分別為：cos()sin()prprprC(3-34)rsin()cos()prprcos()sin()crcrcrC(3-35)rsin()cos()crcr分析功率繞組子系統(tǒng)下的同步坐標模型，針對矢量解耦控制，本文只用到了功率、控制繞組的電流量來進行解耦控制，電壓量只為磁鏈觀測時使用，因此下面的坐標變換就不涉及電壓變換。功率側(cè)的電流在轉(zhuǎn)子速下的坐標系變換到同步坐標系的方程為20priiqpprqpCrpriidpdp(3-36)則功率繞組的電壓和磁鏈方程為：prprprpruidqpqpqpqprppprprprprdtuidpdpdpdp(3-37)prprprcriiiqpqpqrpdrcLMspprprprprcriiidpdpdrpqrc(3-38)下標qp、dp、qc、dc表示在轉(zhuǎn)子速坐標系上的功率側(cè)和控制側(cè)的各量；上標pr、cr分別代表功率側(cè)、控制側(cè)同步速坐標系的各量。功率繞組對應(yīng)的轉(zhuǎn)子繞組的子系統(tǒng)中轉(zhuǎn)子部分的電壓、磁鏈方程為：00prprpridqrpqrpqrprrprspprprdtidrpdrpdrp(3-39)prprpr2iiMqrpcrqrpqp(L)MrprprprprLiispdrpdrpdp(3-40)控制側(cè)的電流變換到同步坐標系的方程為：criiqpcrqcCrcriidpdc(3-41)控制側(cè)子系統(tǒng)在同步速坐標系下的電壓和磁鏈方程為：crcrcrcruidqcqcqcqcrcccrcrcrcrdtuidcdcdcdc(3-42)crcrprcriiiqcqccrpqrcLMsccrprcrcrcriiidcdcqrpdrc(3-43)同樣，控制繞組對應(yīng)的轉(zhuǎn)子繞組的子系統(tǒng)中轉(zhuǎn)子部分的電壓、磁鏈方程為：00crcrcridqrcqrcqrcrrsccrcrcrdtidrcdrcdrc(3-44)crcrpr2iiMqrccrqrcqp(L)MrcrprcrcrLiiscdpdrcdrc(3-45)聯(lián)立、3-40和、3-45式子得出轉(zhuǎn)子的狀態(tài)方程為：21prprpr22iiMMMqrpqrpqpprprprr(L)p(L)rrprsprprspprLiLiLspdrpspdrpspdp(3-46)crcrcrcr22iiiiMMqrcqrcqcdccrcrr(L)p(L)MpMrrcrscrcrcrcrsccrcrLiLiiiscdrcspdrcdcqc(3-47)經(jīng)過上面的坐標變換，同步坐標系上的各量均是直流量，這樣便易于控制了，下面分析功率繞組磁場定向的矢量控制算法。）繞線式無刷雙饋電機單機發(fā)電的矢量控制將功率繞組的同步速子系統(tǒng)的d軸固定到它的磁鏈方向上，則功率繞組的磁鏈方程為：prqpprdp0m032u(3-48)pmp其中合成磁鏈為mupm有m32upmp。從上式看出要維持功率電壓穩(wěn)定就要保持m不變，此時需要構(gòu)造磁鏈的閉環(huán)，其中實際磁鏈可以由測量的電壓值，通過坐標變換得到，具體求法，下節(jié)介紹。將3-48式帶入3-47中，可得：0prcrpriiiqrpdrcqpMuL3prprcrpmsppriiidrpqrcdp2p(3-49)功率端線電壓的幅值u可測，pmpri、qppri通過測量的電流值變換得到，可知dp3-49中右邊已知，現(xiàn)在需要解耦功率繞組與控制繞組，需要將cri、drccri求出。qrc分析3-46的轉(zhuǎn)子狀態(tài)方程，其中電流各量都為直流，在實際控制計算中，一個步長的微分量為零。忽略轉(zhuǎn)子內(nèi)阻，則22u3prpmiMqrppr22pprMiprdrpLL()0sprLsp(3-50)這樣，聯(lián)立3-50和3-49即可得出：00crpriLMi1qrcspprqpuupmpr2pmcrMMiMiprprprdpdrc2L(L)2psprpLsp(3-51)求出cri、drccri后，分析轉(zhuǎn)子狀態(tài)方程，求出控制繞組同步坐標電流分量：qrc2Mpr(r(L))crrscrcriLiqcspqrccrcrMiidcdrcsccr(3-52)控制繞組同步坐標電流分量得到后，即可將通過坐標變換求出三相電流，即完成無刷雙饋電機的單機發(fā)電的功率繞組的磁場定向控制?？刂瓶驁D如下，三相負載功率繞組電壓幅值測量電流變換iiabicupm*u-pm+PIpridrppriqrp功率繞組轉(zhuǎn)子電流計算prdpprqp磁鏈觀測puaubuc功率繞組*f磁鏈p計算pr*+dp0-prdpPIpriprdpiqp轉(zhuǎn)子iipr*cr*qrpdrc電流計算pr*iidrpqrc+--cr*drcicr*qrci控制繞組轉(zhuǎn)子電流計算icr*dcicr*qc+-+criqc-cridcPIPI電流變換c*ia*ib*ic變頻器電流變換iaibpicBDFMpprccr位置檢測r圖3.13無刷雙饋電機單機發(fā)電矢量解耦控制圖單機發(fā)電模型中，矢量解耦的控制方法如下，構(gòu)造功率繞組的電壓和磁鏈雙閉環(huán)，由功率繞組電壓幅值*u和頻率pm*f給定，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的功率繞p組磁鏈方程，將同步旋轉(zhuǎn)坐標系定向到磁鏈方向上得到定子磁鏈給定值pr*dp、pr*0qp(算式3-49)；根據(jù)功率繞組的磁鏈和同步坐標系下的電流值pri、dppri(測qp23量并經(jīng)過變換得到)，通過算式3-33，得到轉(zhuǎn)子電流的給定值；功率繞組對應(yīng)的轉(zhuǎn)子感應(yīng)電流可以轉(zhuǎn)子狀態(tài)方程得出，聯(lián)立上面轉(zhuǎn)子電流值可以得到控制繞組對應(yīng)的轉(zhuǎn)子感應(yīng)電流cr*i、drccr*i；通過控制繞組的轉(zhuǎn)子電流計算(式得到同步旋qrc轉(zhuǎn)坐標系下控制繞組的電流值給定cr*cr*iidcqc的矢量解耦控制。由編碼器測出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置，根據(jù)功率繞組的頻率給定和算式求出控制繞組頻率，聯(lián)立上述的雙同步坐標系下的轉(zhuǎn)換關(guān)系可求得p、c、p、c。磁場定向的矢量控制依賴電機參數(shù)，而無刷雙饋電機的參數(shù)復(fù)雜，有不確定性，因此這種控制算法目前還無法應(yīng)用在發(fā)電系統(tǒng)的控制中。）無刷雙饋電機的發(fā)電標量控制運行仿真根據(jù)前面推導轉(zhuǎn)子速dq軸模型，分別根據(jù)電壓源模型和電流源模型用Matlab的S函數(shù)編制無刷雙饋電機發(fā)電模型，電機采用8/4繞線式轉(zhuǎn)子無刷雙饋電機，仿真參數(shù)為：Pp=4，Pc=2，J=0.03，r0.075，rc0.11，rr0.931，lsp，lsc，pl1.07，Mpr，Mcr。r電壓源控制仿真模型如下圖3-14所示：圖3-14無刷雙饋電機帶載電壓源仿真模型24圖3-15轉(zhuǎn)速突變功率繞組電壓幅值波形圖3-16轉(zhuǎn)速突變轉(zhuǎn)矩變化波形圖3-17轉(zhuǎn)速突變功率繞組電壓瞬時值波形圖3-18發(fā)電負載突變功率繞組幅值波形圖3-19發(fā)電負載突變轉(zhuǎn)矩波形25圖3-20發(fā)電負載突變功率繞組電壓波形圖3-21發(fā)電負載突變功率繞組電流波形無刷雙饋電機帶載電流源仿真模型如下圖3-22無刷雙饋電機帶載電流源仿真模型圖3-23轉(zhuǎn)速突變功率繞組電壓幅值波形圖3-24轉(zhuǎn)速突變轉(zhuǎn)矩變化波形26圖3-25轉(zhuǎn)速突變功率繞組電壓瞬時值波形圖3-26發(fā)電負載突變功率繞組幅值波形圖3-27發(fā)電負載突變轉(zhuǎn)矩波形圖3-28發(fā)電負載突變功率繞組電壓波形標量控制采用偏差PID控制，在PID參數(shù)整定時需要綜合考慮系統(tǒng)快速性和穩(wěn)定性。從波形圖中可以看到當比例系數(shù)kp較小，積分系數(shù)kI較大時，穩(wěn)態(tài)性能較好但抗擾能力較差，調(diào)節(jié)快速性欠佳。對比兩組仿真波形可以看出前一組PID參數(shù)對應(yīng)轉(zhuǎn)速突變時電壓幅值最大27波動320V，調(diào)整時間約為2s，轉(zhuǎn)矩波動最大幅值約為65N.M，后一組PID參數(shù)對應(yīng)轉(zhuǎn)速突變時電壓幅值最大波動290V，調(diào)整時間約為大于2s，轉(zhuǎn)矩波動最大幅值約為55N.M。負載突變時：前一組PID參數(shù)對應(yīng)轉(zhuǎn)速突變時電壓幅值最大波動1000V0.7s50N.MPID參數(shù)對應(yīng)轉(zhuǎn)速突變時電壓幅值最大波動300V，調(diào)整時間約為1s，轉(zhuǎn)矩波動最大幅值約為25N.M?？梢娫龃蟊壤禂?shù)k，可以將抑制動態(tài)過壓，但其調(diào)整時間加p長，可能會帶來振蕩造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖3-29轉(zhuǎn)速突變功率繞組發(fā)電幅值波形圖3-30轉(zhuǎn)速突變轉(zhuǎn)矩波形圖3-31負載突變功率繞組發(fā)電幅值波形圖3-32負載突變轉(zhuǎn)矩波形為了獲得穩(wěn)態(tài)較好的電壓幅值波形，又要保證調(diào)整的快速性需要采用智能型PID調(diào)節(jié)器，可以在電壓波動超過一定X圍時采用較大比例系數(shù)kp穩(wěn)定時采用較小比例系數(shù)k和較大積分系數(shù)kI。具體參數(shù)需要在實際系統(tǒng)中調(diào)p配。286）無刷雙饋發(fā)電機單機發(fā)電矢量控制仿真與分析圖3.33無刷雙饋發(fā)電機矢量解耦控制仿真結(jié)構(gòu)圖上圖為發(fā)電機運行時矢量解耦控制模型，BDFM的模型采用S函數(shù)編制電流模型，仿真模型中輸入u-10依次為：轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速r、功率繞組頻率給定1*p、功率繞組電壓幅值給