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IP屬地：廣東 上傳時間：2023-08-27 格式：PPT 頁數(shù)：66 大?。?.64MB 積分：18 舉報 版權(quán)申訴

電力電子開關(guān)拓?fù)涞?頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.1概述1、直流—直流變換電路及功能

直流－直流（DC－DC）變換電路是將一組電參數(shù)的直流電能變換為另一組電參數(shù)的直流電能的電路。

·直流電幅值變換

·直流電極性變換

·直流電路阻抗變換

·有源濾波第2頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.1概述2、變換電路的分類（1）無變壓器隔離：

·

降壓式變換電路（Buck電路）

·

升壓式變換電路（Boost電路

·

升降壓式變換電路（Buck-Boost電路）

·

庫克電路（Cuk電路）

·

Sepic電路

·

Zeta電路（2）變壓器隔離：

·

正激式變換電路

·

反激式變換電路

·

橋式隔離變換電路

·

推挽變換電路第3頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.1

概述3、基本概念（1）占空比的定義：開關(guān)接通的占空比定義為D，其中ton

為開關(guān)導(dǎo)通時間，TS為開關(guān)周期。（2）脈沖寬度調(diào)制（PWM）或脈沖頻率調(diào)制（PFM）所謂脈沖寬度調(diào)制的方法是一種在整個工作過程中，開關(guān)頻率不變，而開關(guān)接通的時間按照要求變化的方法。所謂脈沖頻率調(diào)制的方法是一種在整個工作過程中，開關(guān)接通的時間不變，而開關(guān)頻率按照要求變化的方法。第4頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月開關(guān)導(dǎo)通時等效電路開關(guān)關(guān)斷時等效電路基本電路結(jié)構(gòu)2.2

降壓式變換電路（Buck電路）一、BUCK電路基本結(jié)構(gòu)第5頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、等效的電路模型及基本規(guī)律（1）從電路可以看出，電感L和電容C組成低通濾波器，此濾波器設(shè)計的原則是使us(t)的直流分量可以通過，而抑制

us(t)的諧波分量通過；電容上輸出電壓uo(t)就是us(t)的直流分量再附加微小紋波uripple(t)。

2.2降壓式變換電路（Buck電路）第6頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）電路工作頻率很高，一個開關(guān)周期內(nèi)電容充放電引起的紋波uripple(t)很小，相對于電容上輸出的直流電壓Uo有：電容上電壓宏觀上可以看作恒定。

電路穩(wěn)態(tài)工作時，輸出電容上電壓由微小的紋波和較大的直流分量組成，宏觀上可以看作是恒定直流，這就是開關(guān)電路穩(wěn)態(tài)分析中的小紋波近似原理。2.2降壓式變換電路（Buck電路）第7頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.2降壓式變換電路（Buck電路）

（3）一個周期內(nèi)電容充電電荷高于放電電荷時，電容電壓升高，導(dǎo)致后面周期內(nèi)充電電荷減小、放電電荷增加，使電容電壓上升速度減慢，這種過程的延續(xù)直至達(dá)到充放電平衡，此時電壓維持不變；反之，如果一個周期內(nèi)放電電荷高于充電電荷，將導(dǎo)致后面周期內(nèi)充電電荷增加、放電電荷減小，使電容電壓下降速度減慢，這種過程的延續(xù)直至達(dá)到充放電平衡，最終維持電壓不變。

這種過程是電容上電壓調(diào)整的過渡過程，在電路穩(wěn)態(tài)工作時，電路達(dá)到穩(wěn)定平衡，電容上充放電也達(dá)到平衡，這是電路穩(wěn)態(tài)工作時的一個普遍規(guī)律。第8頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月（4）開關(guān)S置于1位時，電感電流增加，電感儲能；而當(dāng)開關(guān)S

置于2位時，電感電流減小，電感釋能。假定電流增加量大于電流減小量，則一個開關(guān)周期內(nèi)電感上磁鏈增量為：

此增量將產(chǎn)生一個平均感應(yīng)電勢：此電勢將減小電感電流的上升速度并同時降低電感電流的下降速度，最終將導(dǎo)致一個周期內(nèi)電感電流平均增量為零；一個開關(guān)周期內(nèi)電感上磁鏈增量小于零的狀況也一樣。

這種在穩(wěn)態(tài)狀況下一個周期內(nèi)電感電流平均增量（磁鏈平均增量）為零的現(xiàn)象稱為：電感伏秒平衡。

這也是電力電子電路穩(wěn)態(tài)運行時的又一個普遍規(guī)律。2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第9頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下穩(wěn)態(tài)工作過程分析開關(guān)導(dǎo)通時等效電路開關(guān)關(guān)斷時等效電路BUCK電路結(jié)構(gòu)2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第10頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月

a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（t0

t

t1=DT）VD關(guān)斷，依據(jù)等效電路拓?fù)?，有：由于電路工作頻率很高，一個周期內(nèi)ud和uo基本維持不變，可以視為恒定值，則（ud-uo）為常數(shù)，電流變化為線性，波形如圖4-2，有：

（io恒定，iC與iL同斜率）2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第11頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月b、二極管VD導(dǎo)通模式（t1

t

t2=T

）晶體管關(guān)斷，電感續(xù)流，二極管導(dǎo)通，依據(jù)電路等效拓?fù)溆校和瑯?，由于uo視為維持不變，則輸出電流線性減小，波形如圖4-2，有：

（io恒定，iC與iL同斜率）2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第12頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第13頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月四、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下基本輸入輸出關(guān)系

從等效電路模型的分析可以知道，電容上輸出電壓uo(t)就是us(t)

的直流分量再附加微小紋波

uripple(t)

，且，晶體管導(dǎo)通時，晶體管關(guān)斷時，則us(t)

的直流分量為：忽略電路工作產(chǎn)生的損耗，輸入輸出能量守恒，則有：

其中：Iin為輸入平均電流（直流電流），Io為輸出直流電流，D為占空比，Ud為輸入直流電壓，Uo

輸出直流電壓2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第14頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月五、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下電感電流和輸出電壓脈動分析

考慮到穩(wěn)態(tài)工作時電感伏秒平衡的特點，電感充放電過程電流波動值相等，依據(jù)前面的分析，晶體管導(dǎo)通時有：

考慮到輸出電壓脈動很小，有

iL

iC，且有一周期內(nèi)電容充放電平衡，根據(jù)圖4-2中ic波形，Q的時間為T/2，則電容紋波峰峰值為（充放電波形如圖4－3）：

2.2降壓式變換電路（Buck電路）

第15頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

電容充放電波形第16頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月六、電感電流斷續(xù)工作模式（DCM模式）簡介

臨界連續(xù)導(dǎo)通模式時

不連續(xù)導(dǎo)通模式時

對于CCM狀態(tài)對于DCM狀態(tài)2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第17頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月思考

已知：輸入電壓30V，輸出電壓10V，輸出紋波100mV，輸出電流最大1A，最小100mA，要求電路工作于電流連續(xù)狀態(tài)，如何設(shè)計電路參數(shù)？2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第18頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月設(shè)計方法考慮：（1）由，計算LC的關(guān)系（2）最小輸出電流與

的關(guān)系，見圖中波形，由于電感電流連續(xù)，有，計算L的關(guān)系式。（3）由輸入輸出電壓關(guān)系，計算D（4）由求得MOS管的最大電流，同時依據(jù)波形計算電流有效值，依此選擇MOS管的電流。（5）MOS管的最高工作電壓為輸入電壓，依此選擇MOS管的耐壓。

2.2

降壓式變換電路（Buck電路）

第19頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、Boost電路基本結(jié)構(gòu)基本電路結(jié)構(gòu)開關(guān)導(dǎo)通時等效電路開關(guān)關(guān)斷時等效電路2.3

升壓式變換電路（Boost電路）

第20頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下穩(wěn)態(tài)工作過程分析a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（0

t

t1=DT）

VD關(guān)斷，依據(jù)等效電路拓?fù)?，有?/p>

由于ud維持不變，為恒定值，電流線性變化，有：

2.3

升壓式變換電路（Boost電路）

第21頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月b、二極管VD導(dǎo)通模式（t1

t

t2=T

）

晶體管關(guān)斷，電感續(xù)流，二極管導(dǎo)通，依據(jù)等效電路拓?fù)洌河捎趗d和u0

在一個周期內(nèi)維持不變，iL線性變化，考慮電感伏秒平衡，此時電感電流增量應(yīng)該小于零，電流為下降曲線。（斜率與電感電流相同）2.3

升壓式變換電路（Boost電路）

第22頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第23頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下基本輸入輸出關(guān)系

由于電感伏秒平衡，電路穩(wěn)態(tài)工作時第一階段（0

t

t1）和第二階段（t1

t

t2=T

）的電流凈增量相等,有：

其中：t2=TD=t1/T

忽略電路工作產(chǎn)生的損耗，輸入輸出能量守恒，則有：電路輸入電流：2.3

升壓式變換電路（Boost電路）

第24頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月四、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下電感電流和輸出電壓脈動分析

考慮到穩(wěn)態(tài)工作時電感伏秒平衡的特點，電感充放電過程電流波動值相等，依據(jù)前面的分析，晶體管導(dǎo)通時有：

考慮到輸出電壓脈動很小，一個周期內(nèi)電容充放電平衡，根據(jù)圖4-4中ic波形，Q的時間為DT，則電容紋波峰峰值為：2.3

升壓式變換電路（Boost電路）

第25頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、Buck-Boost電路基本結(jié)構(gòu)基本電路結(jié)構(gòu)開關(guān)導(dǎo)通時等效電路開關(guān)關(guān)斷時等效電路2.4

直流升降壓變換電路（Buck-Boost電路）

第26頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下穩(wěn)態(tài)工作過程分析a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（t0

t

t1=DT）

VD關(guān)斷，依據(jù)等效電路拓?fù)?，有：由于ud維持不變，為恒定值，電流線性增加，有：2.4

直流升降壓變換電路（Buck-Boost電路）

第27頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月b、二極管VD導(dǎo)通模式（t1

t

t2=T

）晶體管關(guān)斷，電感續(xù)流，二極管導(dǎo)通，依據(jù)等效電路拓?fù)?，有?/p>

由于u0在一個周期內(nèi)維持不變，iL線性減小，考慮電感伏秒平衡，此時電感電流增量應(yīng)該小于零，電流為下降曲線，有：（斜率與電感電流相同）2.4

直流升降壓變換電路（Buck-Boost電路）

第28頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第29頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下基本輸入輸出關(guān)系

由于電感伏秒平衡，電路穩(wěn)態(tài)工作時第一階段（0

t

t1）和第二階段（t1

t

t2=T

）電感的電流凈增量相等,有：

忽略電路工作產(chǎn)生的損耗，輸入輸出能量守恒，則有：2.4

直流升降壓變換電路（Buck-Boost電路）

第30頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月四、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下電感電流和輸出電壓脈動分析考慮到穩(wěn)態(tài)工作時電感伏秒平衡的特點，電感充放電過程電流波動值相等，依據(jù)前面的分析，晶體管導(dǎo)通時有：

考慮到輸出電壓脈動很小，一周期內(nèi)電容充放電平衡，根據(jù)圖4-6中ic波形，Q的時間為DT，則電容紋波峰峰值為：2.4

直流升降壓變換電路（Buck-Boost電路）

第31頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、CUK電路基本結(jié)構(gòu)基本電路結(jié)構(gòu)開關(guān)導(dǎo)通時等效電路開關(guān)關(guān)斷時等效電路2.5

庫克電路（CUK電路）

第32頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月電路工作過程1、VT開通，電感L1充電儲能，電容C1向電容C充電并向負(fù)載放電、對L2充電，由于C1上的電壓作用，二極管VD

關(guān)斷。2、VT關(guān)斷，電感L1向電容C1轉(zhuǎn)移能量，電容C1充電，電感

L2續(xù)流導(dǎo)致VD開通，L2向電容C充電并向負(fù)載放電。3、電容C1上電壓高于輸出電壓和輸入電壓。2.5

庫克電路（CUK電路）

第33頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下穩(wěn)態(tài)工作過程分析a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（t0

t

t1=DT）由于，VD關(guān)斷，依據(jù)等效電路拓?fù)?，對于電感L1有：電流線性增加同理，對于電感

L2有：電流線性增加

2.5

庫克電路（CUK電路）

第34頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月

斜率與電感電流相同b、二極管VD導(dǎo)通模式（t1

t

t2=T）依據(jù)等效電路拓?fù)洌瑢τ陔姼蠰1有：

2.5

庫克電路（CUK電路）

第35頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月對于電感L2有：由于電感伏秒平衡，此時電感電流增量應(yīng)該小于零，電流為下降曲線

斜率與電感電流相同2.5

庫克電路（CUK電路）

第36頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第37頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下基本輸入輸出關(guān)系

由于電感伏秒平衡，電路穩(wěn)態(tài)工作時第一階段（0

t

t1）和第二階段（t1

t

t2=T

）電感的電流凈增量相等,可以得到：忽略電路工作產(chǎn)生的損耗，輸入輸出能量守恒，則有：

MOS管電流峰值：

2.5

庫克電路（CUK電路）

第38頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月四、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下電感電流和輸出電壓脈動分析

電感電流脈動：L1

L2

2.5

庫克電路（CUK電路）

第39頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月

輸出電壓脈動分析：晶體管導(dǎo)通：

L2電感電流平均值為I0

由于，輸出電壓電流脈動很小，有：流過電容的電流在一個周期內(nèi)平均值為零，在T/2時間內(nèi)有：輸出電容電壓脈動峰峰值：

2.5

庫克電路（CUK電路）

第40頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月五、電感電流連續(xù)工作模式（CCM）下電容C1上電壓分析

晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（t0

t

t1=DT）下有：

二極管VD導(dǎo)通模式（t1

t

t2=T

）下有：由于電感伏秒平衡，有：2.5

庫克電路（CUK電路）

第41頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、正向激勵電路的基本結(jié)構(gòu)2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第42頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、正向激勵電路的穩(wěn)態(tài)工作過程分析a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（0≤t≤t1=DT）

副邊（N2）感應(yīng)正電壓導(dǎo)致VD1導(dǎo)通、VD2截止，副邊（N3）感應(yīng)電壓與ud疊加，使VD3截止，電感兩端電壓為：可以看出，電感電流線性增長，有：勵磁電流線性增長，則有2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第43頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月b、晶體管關(guān)斷狀態(tài)（t1≤t≤t2＝T）繞組N1中的激磁電流轉(zhuǎn)移到繞組N3中，VD3導(dǎo)通，N3

繞組電壓為ud；由于同名端的關(guān)系，N3繞組的電壓具有反向去磁作用，形成磁復(fù)位；此時N2繞組感應(yīng)電壓導(dǎo)致VD1關(guān)斷，電感L續(xù)流導(dǎo)致VD2導(dǎo)通，電感兩端電壓為：電感電流線性減小，有：在t2之前，勵磁電流在N3

繞組續(xù)流，在ud作用下線性減小，至t2時刻降至零，VD3關(guān)斷，此時全部繞組均無電流，2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第44頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第45頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、基本輸入輸出關(guān)系分析考慮到電路穩(wěn)態(tài)工作時電感伏秒平衡，第一階段（t0≤t≤DT）和第二階段（t1≤t≤T）的電感電流凈增量相等。由t1=DT，t3-t1=(1-D)T

，可以得到：上式表明：正激DC-DC變換電路的輸出電壓平均值和Buck電路一樣與D成正比，不同的是還與匝數(shù)有關(guān)。

2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第46頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月

為確保每個周期內(nèi)磁路能夠正常復(fù)位，第一階段（t0≤t≤t1=DT）勵磁能量必須于第二階段（t1≤t≤T）完全釋放，即對變壓器而言，第一階段形成的勵磁電流必須于第二階段衰減至零，否則就會造成變壓器磁路飽和。假定對于N1繞組變壓器勵磁電感為Lm，變壓器電流初值為零，則第一階段的電流凈增量為：此值即為變壓器N1繞組勵磁電流的峰值，第二階段N1繞組勵磁電流轉(zhuǎn)移到N3繞組，經(jīng)繞組N3續(xù)流衰減，則繞組N3續(xù)流電流初值為：2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第47頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第二階段繞組N3電流凈減量為：為折算到繞組N3的勵磁電感，有：為了確保能夠完成磁復(fù)位，必須滿足：，即：

這是正激變換電路一個重要的約束條件。2.6

正向激勵直流變換電路

（ForwardConverter）

第48頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、反向激勵電路的基本結(jié)構(gòu)2.7

反向激勵直流變換電路

（FlybackConverter）

第49頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、電流連續(xù)模式（CCM）下反激電路穩(wěn)態(tài)工作過程分析a、晶體管導(dǎo)通狀態(tài)（0≤t≤t1=DT）

副邊感應(yīng)電勢導(dǎo)致VD1截止，電感L1充電儲能，有：可以看出，電感電流線性增長，有：

則有：副邊感應(yīng)電壓：

晶體管電流：2.7

反向激勵直流變換電路

（FlybackConverter）

第50頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月b、晶體管關(guān)斷狀態(tài)（t1≤t≤t2＝T

）繞組N1中的激磁電流轉(zhuǎn)移到繞組N2中，VD1導(dǎo)通，電感L1轉(zhuǎn)移能量到副邊繞組N2中，有：L2電流線性下降，由于磁能不變，電流初值、終值有：

繞組N2的電感L2：

輸出電壓U0：2.7

反向激勵直流變換電路

（FlybackConverter）

第51頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月第52頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月反向激勵電路的特點：1、具有變壓器隔離2、變壓器先電感儲存能量，然后傳遞儲存能量3、Buck－Boost電路的變形2.7

反向激勵直流變換電路

（FlybackConverter）

第53頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月三、電流連續(xù)工作模式（CCM）下基本輸入輸出關(guān)系分析考慮到穩(wěn)態(tài)工作時變壓器磁路伏秒平衡，第一階段（t0≤t≤t1=DT）和第二階段（t1≤t≤T）的折算到原邊或副邊的電感電流凈增量相等，由t1=DT，t3-t1=(1-D)T

，可以得到：

可以得出：

上式表明：反激DC-DC變換電路的輸出電壓平均值和Buck-Boost電路一樣與D/(1-D)成正比，不同的是還與匝數(shù)有關(guān)。2.7

反向激勵直流變換電路

（FlybackConverter）

第54頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月一、Sepic電路和Zeta電路

輸入輸出關(guān)系：2.8

其它典型直流變換電路

Sepic電路結(jié)構(gòu)第55頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月2.8

其它典型直流變換電路Zeta電路結(jié)構(gòu)輸入輸出關(guān)系：第56頁，課件共66頁，創(chuàng)作于2023年2月二、雙向直流－直流變換電路2.8