三電平中點鉗位半橋電容特性及均壓控制策略

三電平中點鉗位半橋電容特性及均壓控制策略

0電容電壓均衡控制由于輸出電壓波形含量低等優(yōu)點，多偏移濾波可以迅速發(fā)展。但電平數(shù)過多將使得系統(tǒng)成本增加、可靠性降低且控制復雜,因此三電平逆變器應用比較廣泛,其中H橋逆變器［１］最簡單,但其局限性比較大,不適用于高輸入電壓及非隔離光伏并網(wǎng)逆變等場合,而三電平半橋逆變器應用場合比較廣泛,且其結構及控制也相對簡單。三電平半橋結構主要有以下幾種:二極管鉗位式［２］、飛跨電容式［３］和級聯(lián)三電平式［４］。其中,二極管鉗位式是最早提出的一種三電平變流器拓撲。二極管鉗位式三電平半橋變換器的輸入端為電容串聯(lián)結構,由于電路存在非理想因素,會出現(xiàn)中點電位不平衡問題。中點電位不平衡將會使交流輸出電壓畸變,產(chǎn)生低次及偶次諧波;造成開關管耐壓不一致;偶次諧波的累積效應,會進一步加劇中點電壓不平衡,最終使系統(tǒng)崩潰。因此,目前出現(xiàn)了大量文獻研究三電平中點鉗位(3L-NPC)半橋拓撲中點電位均衡問題。部分文獻［５－６］對三電平半橋拓撲從頻域角度進行分析,得出其具有自平衡特性,但頻域分析較為抽象,不易得出關于自平衡機理的物理解釋。目前大量文獻研究了三相3L-NPC逆變器電容電壓均衡措施,主要有滯環(huán)控制法［７］、虛擬空間矢量法［８］、注入零序電壓法［９］等,其總體思想是在空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)下,通過對冗余小矢量合理分配實現(xiàn)電容均壓。然而,單相3L-NPC均壓控制策略的研究相對較少,其中采用多個直流源代替輸入電容或附加硬件電路法,將大大增加系統(tǒng)成本;在電容兩側(cè)并聯(lián)大電阻強行分壓方法,將增加電路損耗,這些方法均沒有從根本上解決問題?，F(xiàn)有的軟件控制法主要通過附加前饋或反饋變量,來實現(xiàn)電容均壓。如文獻是將電容壓差前饋到電流參考中,實現(xiàn)電容電壓均衡,但是需要檢測電容電壓;文獻采用雙環(huán)控制,將調(diào)制波通過低通濾波器,取其直流分量反饋到逆變器的參考電壓中,也可使電容電壓均衡。另外,多電平逆變器還可采用均衡電路［１２－１３］,如RLC等,進行電容電壓均衡控制;而文獻和文獻是將2個3L-NPC半橋相結合,形成雙橋臂3L-NPC拓撲,改變電路特性,通過附加RLC均衡電路,以產(chǎn)生開關頻率次的諧波電流,實現(xiàn)電容電壓均衡,但這種方法增加電路成本及損耗。本文首先推導出3L-NPC半橋拓撲的等效電路,從時域角度分析3L-NPC半橋拓撲的自平衡特性;其次,分析了電流閉環(huán)控制采用比例—積分(PI)、比例—諧振(PR)等調(diào)節(jié)器使電容電壓均衡失敗的原因,結合3L-NPC的自平衡特性,歸納了2類均壓控制思想;最后,給出了一種具有自平衡特性的雙環(huán)控制方案,該方案無需附加信號檢測及變量反饋,不僅可以實現(xiàn)電容電壓均衡,而且可以提高系統(tǒng)響應速度,簡化系統(tǒng)控制,降低系統(tǒng)成本。13u3000輸入電壓為變換器輸出量,v根據(jù)3L-NPC半橋拓撲(見附錄A圖A1)及其正弦脈寬調(diào)制(SPWM)方式(見附錄A圖A2),定義開關狀態(tài)函數(shù)Sｉ、兩電容電流差值iｃ及兩電容壓差值Vｄ:式中:i=1,2,3,4。若輸入電壓近似認為無波動,則有:根據(jù)附錄A圖A2所示的SPWM方式,以輸出功率因數(shù)PＦ=1為例,可以得出輸出電壓uｉｎｖ及iｃ與S１至S４的不同開關組合的4種對應關系,如表1所示。表中,iｏ為開關管橋臂中點流出電流。由表1可得:進一步,有式中:Vｉｎ為變換器輸入電壓。定義如圖1所示的基本二端口網(wǎng)絡,圖中,V２=SｘV１,i１=Sｘi２,根據(jù)式(6)和式(7)可得3L-NPC半橋拓撲等效電路,如圖2所示。23橋臂電壓不均衡根據(jù)式(7)中Sｔ與Sｄ的表達式,可以得到Sｔ與Sｄ的波形及其頻譜分析圖(見附錄A圖A3)。Sｔ是奇諧函數(shù),只含有奇次的正弦量;Sｄ是偶諧函數(shù),含有直流分量及偶次的余弦量。以N=fｓ/fｏ(偶數(shù))為例,其中,fｓ為載波頻率,fｏ為調(diào)制波頻率,對Sｔ與Sｄ進行傅里葉分解得:式中:ωｏ為基波角頻率;ωｓ為開關頻率對應的角頻率。由圖2可得:由式(6)可知,3L-NPC橋臂輸出電壓uｉｎｖ可看成由兩部分電壓組成:①電容電壓均衡時輸出電壓uｉｎｖ_ｂ=VｉｎSｔ/2;②電容電壓不均衡壓差Vｄ引起的輸出電壓uｉｎｖ_ｄ=VｄSｄ/2。下面分別分析Vｄ=0與Vｄ≠0時,電容電流差值iｃ及其平均值iｃ，ａｖｇ的特性。1[2,/2]Vｄ=0即中點電位平衡。此時,輸出電流記作iｏ＿ｂ(t),其表達式為:式中:φＺ０ｎ,φＺｘｙ∈[-π/2,π/2]。從式(11)可看出,輸出電流中只含奇次正弦量諧波,而Sｄ含有直流分量及偶次余弦量諧波,由此:由式(12)和式(4)可知,iｃ１,ａｖｇ=iｃ２,ａｖｇ=0,這表明一旦3L-NPC的電容電壓均衡,則電容上電流就不會存在直流分量,這與負載性質(zhì)及容值偏差無關。2電容電流的特性Vｄ≠0即電容電壓不均衡。此時,輸出電流記作iｏ＿ｎｂ(t),其表達式為:該電流由iｏ＿ｂ(t)與iｏ＿ｄｂ(t)兩部分組成,且iｏ＿ｄｂ(t)含有直流分量,則可得到iｏ＿ｎｂ(t)的平均值為:由式(12)可知,iｏ＿ｂ(t)不會在電容電流中產(chǎn)生直流分量,因此,若電容電壓不均衡,電容電流平均值為:根據(jù)式(15)及式(4)可得到如下結論。1)當φＺｉｊ≠±π/2,即負載阻抗為感性、容性或純阻性時,有cosφＺｉｊ>0,Z(0)≠0,則電容電流勢必存在直流分量,且iｃ，ａｖｇ′與Vｄ反向。也就有:當Vｄ>0,即uｃ1>uｃ2時,iｃ,avｇ′<0,則iｃ1,avｇ<0,iｃ2,avｇ>0,電容C１將會放電,電容C２將會充電,直至二者電壓均衡;當Vｄ<0時,同理。2)當φＺｉｊ=π/2,即負載為純感性時,有cosφＺｉｊ=0,Z(0)=0,則iｃ,ａｖｇ′→∞,可實現(xiàn)快速均衡。3)當φＺｉｊ=-π/2,即負載為純?nèi)菪詴r,有cosφＺｉｊ=0,Z(0)=∞,則iｃ,ａｖｇ′→0,將失去自平衡特性。幸而,在實際情況下,純?nèi)菪缘呢撦d條件并不存在,因為電容及線路等都有一定的阻抗。4)電容壓差Vｄ越大,阻抗角越小時,iｃ，ａｖｇ′越大,則3L-NPC的自平衡速度就越快。5)根據(jù)附錄A圖A3的Sｄ頻譜圖可知,Sｄ＿ｄｃ與Sｄ_１０(fｓ處)較大,而一般fｓ處的Z(ωｓ)較大,則式(15)近似為:由式(16)可知,該直流分量主要來自于負載電流的直流分量。綜上,當3L-NPC電容電壓不均衡時,負載電流中產(chǎn)生與電容壓差同向的直流分量及部分偶次諧波分量,此時電容電流中勢必存在與壓差值反向的直流電流,該電流將消除電容壓差,因此,3L-NPC半橋拓撲具有電容電壓自平衡特性,其自平衡電流主要來自于負載電流的直流分量。3電流閉環(huán)控制前面分析表明3L-NPC半橋拓撲具有自平衡特性。然而,在采用傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實驗中發(fā)現(xiàn),電容電壓不均衡,且不斷惡化,最終導致系統(tǒng)崩潰。下面以PI和PR調(diào)節(jié)器為例,分析系統(tǒng)崩潰原因。3.1l-pc的自平衡特性圖3給出了3L-NPC半橋逆變器單電流閉環(huán)控制框圖,其中,Lｆ為濾波電感,R為負載電阻,Gｃ(s)為調(diào)節(jié)器,Kｐｗｍ為逆變器等效增益,vｅ為電流誤差,vｍ為調(diào)制波。以PI調(diào)節(jié)器,即Gc(s)=Kp+Ki/s(Kp>0,Ki>0)為例,當Vd≠0時,調(diào)制波vm(t)及其周期平均值增量為:式中:Tｏ為基波周期;K１=(Kｐ+KｉTｏ)Sｄ_ｄｃ/(2|Z(0)|)>0;iｏ，ａｖｇ為iｏ(t)的平均值。由式(18)可得到如下結論。1)當Vｄ>0,即uｃ１>uｃ２時,調(diào)制波增量Δvｍ，ａｖｇ<0,這表明3L-NPC半橋拓撲不斷地向負半周期工作時間長于正半周期的方向調(diào)節(jié),而負半周期工作由C２供電,則一個周期內(nèi),C２放電大于C１放電,將加劇電容壓差,最終將導致系統(tǒng)崩潰;當Vｄ<0時,同理。2)采用PI調(diào)節(jié)器,將對3L-NPC的電容電壓自平衡電流,即負載電流的直流分量,進行反向控制,這將破壞3L-NPC的自平衡特性。對于PR調(diào)節(jié)器,由于受模擬器件或數(shù)字系統(tǒng)精度的限制,不易實現(xiàn),因此,一般采用準PR調(diào)節(jié)器,如式(19)所示:式中:Kｐ>0;Kｒ>0;ωｒ為諧振角頻率;α體現(xiàn)了諧振控制器的阻尼;Kｒ和α共同決定了該諧振控制器在基波頻率處的增益。從式(19)中可以看出,準PR調(diào)節(jié)器對直流分量的響應為Kｐ倍,則對負載電流的直流分量進行反向控制,同理,這將破壞3L-NPC的自平衡特性,最終使系統(tǒng)崩潰。從上面分析可知,當調(diào)節(jié)器Gｃ(s)對直流分量有響應時,調(diào)制波vｍ中勢必形成與電容壓差Vｄ反向的直流分量,這會破壞3L-NPC的自平衡特性,電容壓差將不斷加劇,最終導致系統(tǒng)崩潰。3.2基于自平衡特性的準諧振恢復設計傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器會破壞3L-NPC的自平衡特性,則有2類控制電容電壓均衡的方法:①第1類,采用傳統(tǒng)PI和PR等調(diào)節(jié)器,通過加入與電容壓差Vｄ相關的變量反饋,以恢復3L-NPC的自平衡特性;②第2類,采用特定調(diào)節(jié)器,該調(diào)節(jié)器不會破壞3L-NPC的自平衡特性?，F(xiàn)有的軟件均壓控制策略,如文獻與文獻中的均壓控制方法,分別見附錄A圖A4和附錄A圖A5,這2種方法可以直接用第1類均壓控制思路分析得到。根據(jù)第2類均壓控制思想,為了不破壞其自平衡特性,則特定調(diào)節(jié)器需具備以下特性:①由于3L-NPC自平衡電流主要來自于負載電流的直流分量,因此特定調(diào)節(jié)器對負載電流直流分量不響應,即不控制其直流分量;②為了保證輸出電流的穩(wěn)態(tài)誤差較小,則該調(diào)節(jié)器在基波處增益要較大。如式(20)所示的準諧振(QR)調(diào)節(jié)器滿足特定調(diào)節(jié)器的上述2點要求。QR調(diào)節(jié)器對直流量響應為0,且通過合理的設計可以實現(xiàn)基波處的高增益特性。但是,QR調(diào)節(jié)器僅影響ωｏ處的開環(huán)幅相特性且對其他頻率處的開環(huán)增益沒有影響,因而式(20)所示的調(diào)節(jié)器無法調(diào)整系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率,進而系統(tǒng)的動態(tài)響應較差且無法得到優(yōu)化。4雙環(huán)控制策略根據(jù)上述分析,采用特定調(diào)節(jié)器,如QR調(diào)節(jié)器,無法調(diào)整系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率,為此在第2類均壓控制方法的基礎上,提出了采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)控制的具有自平衡特性的3L-NPC半橋逆變器雙環(huán)控制策略,其框圖如圖4所示。為了不破壞3L-NPC的自平衡特性,在閉環(huán)控制時,對負載電流中的直流分量不控制;考慮到負載電流直流分量同樣會反映在輸出電壓uｏ上,且內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)速度通常要大于外環(huán),因此在雙環(huán)控制中,為了從根源上不控制負載電流的直流分量,將QR調(diào)節(jié)器作為電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器;同時,為了提高逆變器的響應速度,電流內(nèi)環(huán)采用比例調(diào)節(jié)器。5催化劑的選用基于上述分析,本文在一臺5kW單相3L-NPC半橋逆變器上進行實驗,實驗平臺如附錄A圖A6所示。其輸入電壓為700~1100V,輸出額定交流電壓有效值為220V,系統(tǒng)開關頻率為15kHz,S１至S４選用型號為IKW40N120T的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT),二極管Dｕ和Dｄ選用型號IDP30E1200,輸入電容C１=C２=1800μF,輸出采用單電感濾波器,Lｆ=5.7mH,控制器型號采用TMS320F28035。5.1試驗結果及分析首先,在輸入電壓Vin=800V、調(diào)制比m=0.7的條件下用Saber軟件進行仿真,驗證其自平衡特性。1)阻性負載:負載電阻R=17Ω,其結果如圖5所示。當電容容值有偏差,即初始電容電壓存在壓差時,輸出電流中勢必存在直流分量,該直流電流將消除電容壓差。因此,3L-NPC具有自平衡特性,且與初始電壓偏差方向及容值偏差無關。2)純?nèi)菪载撦d:負載電容C=200μF,其結果如附錄A圖A7所示。當逆變器輸出等效阻抗Z為純?nèi)菪詴r,3L-NPC將失去自平衡特性,無法實現(xiàn)電容電壓均衡。其次,在與仿真相同的輸入電壓和調(diào)制比條件下進行實驗,驗證3L-NPC的自平衡特性。實驗負載性質(zhì)分別為:①感性負載,負載電阻R=17Ω,負載電感L=15mH,則功率因數(shù)角θ≈20°(滯后);②容性負載,負載電阻R=17Ω,負載電容C=200μF,則功率因數(shù)角θ≈39°(超前)。感性和容性負載條件下的電容電壓實驗波形如圖6所示,其穩(wěn)定工作波形如圖7所示。由圖6可知,在容值偏差及電容電壓偏差下,其自平衡特性與負載性質(zhì)(純?nèi)菪猿?無關。5.2均壓控制器設計為了驗證前述的均壓控制策略,對3L-NPC進行單電流閉環(huán)實驗,實驗條件:輸入電壓Vｉｎ=800V,C１=1800μF,C２=2300μF,負載電阻R=17Ω,控制負載電流峰值Iｏｐｋ=16A。圖8(a)和圖8(b)分別是加入電容壓差前饋和采用QR調(diào)節(jié)器的均壓控制結果。從圖8(a)和圖8(b)可以看出,這2種均壓控制策略均可實現(xiàn)電容電壓均衡,相較于加入電容壓差前饋的均壓策略,采用QR調(diào)節(jié)器的均壓策略無需電容電壓信號采樣,均壓原理更為簡明、易理解,且程序?qū)崿F(xiàn)更為簡單。5.3突加載實驗實驗在Vin=800V,R=17Ω,采用QR調(diào)節(jié)器的均壓控制策略下,對3L-NPC半橋逆變器進行突加載實驗。負載電流的突加載實驗波形如圖9所示(負載電流Iｏｐｋ由10A突變到16A),比較可知,采用雙閉環(huán)控制時,逆變器的動態(tài)響應速度優(yōu)于單電流環(huán)控制。6電容電壓偏差的情況本文根據(jù)推導出的3L-NPC半橋等效電路模型,從時域角度詳細分析了電容電流與電容壓差的關系,并通過仿