CMOS射頻集成電路設(shè)計(jì)-射頻系統(tǒng)的端口參量與匹配

射頻系統(tǒng)的端口參量與匹配4.1概述4.2二端口網(wǎng)絡(luò)及S參數(shù)4.3Smith圓圖4.4

阻抗匹配4.5匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)4.6設(shè)計(jì)實(shí)例4.7本章小結(jié)習(xí)題

4.1概述

對(duì)射頻電路設(shè)計(jì)者來(lái)說(shuō),阻抗匹配是無(wú)法避免的。射頻系統(tǒng)阻抗匹配的基本訴求是為了放大器從信號(hào)源獲得最大的功率。根據(jù)電路分析基礎(chǔ)知識(shí),匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗應(yīng)該等于信號(hào)源阻抗的共軛;為了使放大器向負(fù)載傳輸最大的功率,要在負(fù)載端進(jìn)行共軛匹配,即匹配網(wǎng)絡(luò)的輸出阻抗應(yīng)該等于負(fù)載阻抗的共軛。

以放大器為代表的射頻系統(tǒng)是一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò),以混頻器為代表的射頻系統(tǒng)是一個(gè)三端口網(wǎng)絡(luò),用何種參數(shù)體系描述這些系統(tǒng)是本章討論的主要內(nèi)容之一。Smith圓圖是解決傳輸線、阻抗匹配等問(wèn)題的非常有用的圖形工具。借助Smith圓圖,我們可以找出最大功率傳輸?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò),同時(shí)還可進(jìn)行噪聲優(yōu)化、穩(wěn)定性分析等?？紤]到電阻熱噪聲的影響,常規(guī)的T型和π型電阻匹配方式已經(jīng)不適用于射頻集成電路設(shè)計(jì)的阻抗匹配了,因此本章將對(duì)非電阻型的匹配模式進(jìn)行重點(diǎn)討論。

4.2二端口網(wǎng)絡(luò)及S參數(shù)

4.2.1二端口網(wǎng)絡(luò)基本模型及參數(shù)1.二端口網(wǎng)絡(luò)基本模型

在射頻系統(tǒng)中,二端口網(wǎng)絡(luò)包括放大器、濾波器、匹配電路等。描述一個(gè)二端口線性網(wǎng)絡(luò)需要確定其輸入和輸出阻抗、正向和反向傳輸函數(shù)這4個(gè)參數(shù)。根據(jù)應(yīng)用和分析場(chǎng)合不同,可以利用多套可相互等價(jià)換算的參數(shù)來(lái)描述二端口網(wǎng)絡(luò)?；镜亩丝诰W(wǎng)絡(luò)模型如圖4-1所示。圖4-1二端口網(wǎng)絡(luò)基本模型

2.Z參數(shù)(阻抗參量)

Z參數(shù)是以二端口網(wǎng)絡(luò)的電流參數(shù)為自變量,以端口電壓為因變量所構(gòu)成的數(shù)學(xué)矩陣或者方程。

(1)用矩陣表示為

或

其中,z稱(chēng)為二端口網(wǎng)絡(luò)的阻抗矩陣(ImpedanceMatrix)。

(2)用數(shù)學(xué)方程表示為

假設(shè)網(wǎng)絡(luò)的端口2是斷開(kāi)的,則i2為零,由式(4.2.3)可得

和

同理,假設(shè)端口1是斷開(kāi)的,則i1為零,由式(4.2.3)可得

和

3.Y參數(shù)(導(dǎo)納參量)

4.H參數(shù)(混合參量)

考慮圖4-1的線性二端口網(wǎng)絡(luò),端口1處的電壓u1可以用端口1處的電流i1和端口2處的電壓u2來(lái)表示:

同理,端口2處的電流i2可以用端口1處的電流i1和端口2處的電壓u2來(lái)表示:

5.ABCD參數(shù)(傳輸參量)

考慮圖4-1,在端口1處的電壓u1以及電流i1可以用端口2處的電流i2和電壓u2來(lái)描述:

同理,可以用i2和u2表示i1:

由于電壓?jiǎn)挝粸榉?V),電流單位為安培(A),所以A和D是無(wú)量綱量,而B(niǎo)則以歐姆(Ω)為單位,C以西門(mén)子(S)為單位。

傳輸參量又稱(chēng)為鏈?zhǔn)骄仃囋?elementsofchainmatrix)。它對(duì)級(jí)聯(lián)電路的分析很重要。

值得說(shuō)明的是,上述的幾種參量之間可以進(jìn)行轉(zhuǎn)換,本書(shū)在此不再詳述。另外,除了上述參量以外,還有一個(gè)很重要的參量,即S參數(shù)。

4.2.2S參數(shù)(散射參量)

1.射頻集成電路端口分析與測(cè)試選用S參數(shù)的原因

盡管前一節(jié)介紹的幾種參量都各自具有其應(yīng)用場(chǎng)合和價(jià)值,但對(duì)于射頻電路或射頻集成電路來(lái)說(shuō),存在一種特殊現(xiàn)象,即當(dāng)信號(hào)頻率很高時(shí),寄生效應(yīng)不可避免,導(dǎo)致射頻系統(tǒng)端口難以實(shí)現(xiàn)理想化的短路和開(kāi)路。此時(shí)采用傳統(tǒng)的端口電壓測(cè)量方法來(lái)獲得端口參數(shù)將不再適用,于是人們定義了一種基于行波特征的新型表示方式,稱(chēng)為網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣(scatteringmatrix)。定義該矩陣的元為散射參量(scatteringparameter)。

2.波的入射與反射

為了描述波的入射與反射,將二端口網(wǎng)絡(luò)模型重繪,如圖4-3所示。圖4-3二端口網(wǎng)絡(luò)模型

3.S參數(shù)矩陣

從圖4-3我們可以預(yù)見(jiàn),端口1的反射波b1可能來(lái)自端口1的a1和端口2的a2。同理,端口2的反射波b2可能來(lái)自端口1的a1和端口2的a2。假設(shè)該二端口網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)線性網(wǎng)絡(luò),則疊加定理在此適用。從數(shù)學(xué)上,可以得到如下關(guān)系式:

用矩陣表示為

或

其中,S稱(chēng)為二端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣(scatteringmatrix);Sij稱(chēng)為該網(wǎng)絡(luò)的散射參量(scatteringparameter);ai代表第i個(gè)端口處的入射波;bi代表第i個(gè)端口處的反射波。

4.反射系數(shù)與輸入阻抗

1)無(wú)損耗傳輸線模型及數(shù)學(xué)推導(dǎo)

為了更好地導(dǎo)出反射系數(shù)和輸入阻抗的概念與相互關(guān)系,首先分析無(wú)損耗傳輸線等效電路。無(wú)損耗傳輸線模型如圖4-4所示。圖4-4-無(wú)損耗傳輸線模型

下面進(jìn)一步研究無(wú)損耗傳輸線的正弦穩(wěn)態(tài)特性。在正弦激勵(lì)下的無(wú)損耗傳輸線的模型如圖4-5所示。圖4-5正弦激勵(lì)下的無(wú)損耗傳輸線模型

2)有損傳輸線的波

在無(wú)損傳輸線的波參量計(jì)算中,主要考慮相位常數(shù)。在有損傳輸線中,還要考慮分布電阻和電導(dǎo)的影響,因此將式(4.2.49)的赫姆霍茲(Helmholtz)方程中的相位常數(shù)β改為一般傳輸常數(shù)γ。

將方程(4.2.56)和(4.2.57)分別改寫(xiě)為

3)反射系數(shù)

4)相位速度與特征阻抗

設(shè)傳輸線長(zhǎng)度為l,定義傳輸線特征阻抗(characteristicimpedance)Z0為入射電壓Uin(x)與入射電流Iin(x)之比,即

5)輸入阻抗

6)電壓駐波比與回波損耗

5.S參數(shù)的測(cè)量與計(jì)算

1)S參數(shù)的測(cè)量

考察圖4-3,為了便于分析,重寫(xiě)式(4.2.30)如下

假設(shè)端口2連接匹配負(fù)載,而a1為端口1的入射波,a2為0,此時(shí)由式(4.2.77)可得

該式物理意義:S11表示端口2匹配時(shí)端口1的反射系數(shù)。

同樣假設(shè)端口1連接匹配負(fù)載,而a2為端口的入射波,a1為0,此時(shí)由式(4.2.80)可得

該式物理意義:S22表示端口1匹配時(shí)端口2的反射系數(shù)。

2)S參數(shù)的計(jì)算

針對(duì)S11和S21測(cè)量的模型如圖4-6所示。圖4-6S11和S21的測(cè)量模型

針對(duì)S22和S12測(cè)量的模型如圖4-7所示。圖4-7S22和S12的測(cè)量模型

4.3Smith圓圖

4.3.1Smith阻抗圓圖的推導(dǎo)傳輸線任一點(diǎn)的反射系數(shù)被定義為式中,Z為網(wǎng)絡(luò)端口阻抗;Z0為參考阻抗,一般為50Ω。

式(4.3.9)稱(chēng)為電阻圓,式(4.3.10)稱(chēng)為電抗圓,如圖4-8所示。圖4-8反射系數(shù)平面上的電阻圓與電抗圓

例4.2求終端接負(fù)載的傳輸線的輸入阻抗。已知負(fù)載阻抗ZL=(30+j60)Ω與長(zhǎng)度為2cm的50Ω?jìng)鬏斁€相連,工作頻率為2GHz。根據(jù)反射系數(shù)的概念求輸入阻抗Zin。假設(shè)傳輸線中的相速度為光速的50%。

4.3.2Smith導(dǎo)納圓圖的推導(dǎo)

從式(4.3.11)可以看出,歸一化導(dǎo)納和Γ平面上的點(diǎn)有著一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系。有兩種方法推導(dǎo)出導(dǎo)納圓圖:一種是借助于阻抗圓圖的推導(dǎo)方法,設(shè)y=g+jb,Γ=Γr+jΓj,代入式(4.3.11)中,然后令方程兩邊的實(shí)部和虛部分別相等,得到等電導(dǎo)圓和等電納圓。另一種方法是利用阻抗圓圖上阻抗與導(dǎo)納點(diǎn)關(guān)于原點(diǎn)對(duì)稱(chēng)的特點(diǎn),只需將Smith阻抗圓圖沿著虛軸旋轉(zhuǎn)180°即可得到Smith導(dǎo)納圓圖,如圖4-10所示。圖4-10

4.3.3Smith阻抗導(dǎo)納圓圖

將Smith阻抗圓圖和導(dǎo)納圓圖組合在一起則構(gòu)成了Smith阻抗導(dǎo)納圓圖(Z-YSmithchart),如圖4-11所示。圖4-11Smith阻抗導(dǎo)納圓圖

4.4

阻抗匹配

4.4.1阻抗匹配的意義關(guān)于阻抗匹配,本書(shū)將介紹多種應(yīng)用目的的匹配方式,如最小噪聲優(yōu)化阻抗匹配、射頻放大器穩(wěn)定性阻抗匹配以及最大效率的功率放大器的輸出網(wǎng)絡(luò)阻抗匹配等,而最傳統(tǒng)的是實(shí)現(xiàn)負(fù)載獲得最大功率的所謂最大功率傳輸匹配。本節(jié)將主要介紹最大功率傳輸匹配。

阻抗匹配的目的是實(shí)現(xiàn)阻抗變換功能,其本身不應(yīng)該消耗功率。阻抗匹配之所以重要是因?yàn)槿魺o(wú)阻抗匹配,我們無(wú)法實(shí)現(xiàn)所希望的性能甚至設(shè)計(jì)失敗。

阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)既可以用集總參數(shù)的電抗元件,也可以用分布參數(shù)元件(如微帶線)來(lái)構(gòu)建。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)既可以是窄帶式網(wǎng)絡(luò),也可以是寬帶式網(wǎng)絡(luò)。

4.4.2功率及功率增益

對(duì)于給定的二端口網(wǎng)絡(luò),輸入端通過(guò)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)接信號(hào)源,輸出端通過(guò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)接負(fù)載,如圖4-12所示。圖4-12輸入輸出匹配的二端口網(wǎng)絡(luò)模型

圖4-12中,Zs表示等效信號(hào)源阻抗,Γs表示信號(hào)源反射系數(shù),ZL表示等效負(fù)載阻抗,ΓL表示負(fù)載反射系數(shù),Zin表示輸入阻抗,Γin表示輸入反射系數(shù),Γout表示輸出反射系數(shù),Zout表示輸出反射阻抗。Γs、ΓL、Γin和Γout是用內(nèi)阻為Z0(參考阻抗,通常為50Ω)的測(cè)量系統(tǒng)測(cè)量所得的反射系數(shù),如圖4-13所示。圖4-13Γs、ΓL、Γin和Γout的測(cè)量模型

由圖4-13可得

根據(jù)圖4-12,我們得到四種不同的功率定義:

(1)網(wǎng)絡(luò)的輸入功率Pin,指輸入到網(wǎng)絡(luò)的功率。

(2)負(fù)載獲得的功率PL。

(3)信號(hào)源資用功率PAVS,是指信號(hào)源所能提供的最大功率。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)輸入端共軛匹配時(shí),網(wǎng)絡(luò)輸入功率就等于信號(hào)源資用功率,即PAVS=Pin

Γin=Γs。

(4)網(wǎng)絡(luò)輸出資用功率PAVN,是指網(wǎng)絡(luò)所能提供的最大功率。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)輸出端共軛匹配時(shí),負(fù)載獲得的功率就等于網(wǎng)絡(luò)資用功率,即PAVN=PLΓout=ΓL。

4.4.3復(fù)數(shù)阻抗之間的最大功率傳輸

復(fù)數(shù)阻抗之間的功率傳輸模型如圖4-14所示。圖4-14-復(fù)數(shù)阻抗之間的功率傳輸模型

4.5匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

4.5.1電抗性L形匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)前面已經(jīng)說(shuō)明,電阻性元件不適合射頻電路或集成電路的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì),因而電抗性元件成為必選。設(shè)負(fù)載電阻為RL,信號(hào)源電阻為Rs,設(shè)計(jì)任務(wù)是在信號(hào)源電阻Rs和負(fù)載電阻RL之間進(jìn)行阻抗匹配。L形匹配網(wǎng)絡(luò)模型如圖4-15所示。在應(yīng)用中要特別注意圖4-15中Rs和RL之間的相對(duì)大小關(guān)系。圖4-15L形匹配網(wǎng)絡(luò)模型

下面將具體分析這兩個(gè)模型,首選分析圖4-15(a),負(fù)載電阻RL和一個(gè)電抗Xs串聯(lián),將這一支路用并聯(lián)支路(含一個(gè)并聯(lián)電阻RP和一個(gè)并聯(lián)電抗XP)等效,如圖4-16所示。圖4-16信號(hào)源電阻Rs大于負(fù)載電阻RL的L形阻抗匹配模型

下面對(duì)圖4-15(b)進(jìn)行分析,負(fù)載電阻RL和一個(gè)電抗XP并聯(lián),將這一支路用串聯(lián)支路(含一個(gè)串聯(lián)電阻Rs和一個(gè)串聯(lián)電抗Xs)等效,如圖4-17(a)所示。為了計(jì)算方便,將XP和RL的并聯(lián)支路變換為XsP和RsP的串聯(lián)支路,如圖4-17(b)所示。從圖4-17(b)可知,當(dāng)RsP=Rs、XsP和Xs串聯(lián)諧振時(shí),電路匹配。圖4-17信號(hào)源電阻Rs小于負(fù)載電阻RL的L形阻抗匹配模型

4.5.2并聯(lián)短截線阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

1.傳輸線的阻抗變換

傳輸線模型如圖4-18所示。圖4-18傳輸線示意圖

2.并聯(lián)短截線阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

考慮一段特征阻抗為Z0的無(wú)耗傳輸線,其終端連接一個(gè)負(fù)載導(dǎo)納YL,如圖4-19所示。圖4-19短截線阻抗變換模型

分析與說(shuō)明:

(1)如果輸入導(dǎo)納為容性的(即bin為正值),則需要并聯(lián)一個(gè)電感器(感性的短截線)。

(2)如果輸入導(dǎo)納為感性的(即bin為負(fù)值),則需要并聯(lián)一個(gè)電容器(容性的短截線)。

(3)短路負(fù)載的短截線可以實(shí)現(xiàn)容性電納。

(4)開(kāi)路負(fù)載的短截線可以實(shí)現(xiàn)感性電納。

4.6設(shè)計(jì)實(shí)例

4.6.1L形匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)實(shí)例例4.3設(shè)計(jì)一個(gè)電抗性L形匹配網(wǎng)絡(luò),使一個(gè)500Ω的電阻性負(fù)載在500MHz工作頻率下與50Ω的傳輸線匹配。

例4.4-設(shè)信號(hào)源內(nèi)阻Rs=10Ω,串聯(lián)有一個(gè)寄生電感Ls=1nH,負(fù)載電阻RL=50Ω,并聯(lián)有寄生電容CL=2pF,工作頻率f=1GHz。試設(shè)計(jì)一個(gè)L形匹配網(wǎng)絡(luò),使信號(hào)源與負(fù)載之間實(shí)現(xiàn)共軛匹配。圖4-20例4.4復(fù)數(shù)信號(hào)源及復(fù)數(shù)負(fù)載之間的L形匹配網(wǎng)絡(luò)模型

4.6.2π形匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)實(shí)例

L形匹配網(wǎng)絡(luò)一旦確定,則其Q值也就固定了。若為了能在阻抗匹配的同時(shí)實(shí)現(xiàn)良好的濾波,通常對(duì)濾波電路的Q值有一定要求。為了能實(shí)現(xiàn)基于Q值條件下的電抗性阻抗匹配,通常采用三個(gè)電抗元件的方法,即π形或Τ形匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)完成這一任務(wù)。一個(gè)π形或Τ形匹配網(wǎng)絡(luò)可以看成由兩個(gè)L形匹配網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成,借助于L形匹配網(wǎng)絡(luò)的分析與計(jì)算方法即可得到所需要的π形或Τ形匹配網(wǎng)絡(luò)。圖4-21和圖4-22是兩種典型的π形匹配網(wǎng)絡(luò)模型。圖4-21圖4-22π形匹配網(wǎng)絡(luò)模型2

以圖4-21為例,將圖中的電感L分解成為兩個(gè)互相串聯(lián)的電感L1和L2,如圖4-23所示。圖4-23π形匹配網(wǎng)絡(luò)的L形網(wǎng)絡(luò)分解模型

例4.5設(shè)計(jì)一個(gè)電抗性π形匹配網(wǎng)絡(luò),使一個(gè)200Ω的電阻性負(fù)載在500MHz工作頻率下與50Ω的傳輸線匹配(較大Q值為8)。

解根據(jù)題意畫(huà)圖,如圖4-24所示。圖4-24-例4.5的π形匹配網(wǎng)絡(luò)

可求得

4.6.3T形匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)實(shí)例

典型的T形匹配網(wǎng)絡(luò)模型如圖4-25所示。圖4-25T形網(wǎng)絡(luò)模型

例4.6設(shè)計(jì)一個(gè)電抗性T形匹配網(wǎng)絡(luò),使一個(gè)100Ω的電阻性負(fù)載在100MHz工作頻率下與20Ω的信號(hào)源匹配(較大Q值為8)。

解根據(jù)題意畫(huà)T形匹配網(wǎng)絡(luò),如圖4-26所示。圖4-26例4.6的T形網(wǎng)絡(luò)

可求得

4.6.4-Smith圓圖法匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)實(shí)例

本節(jié)將舉例介紹Smith圓圖法L形匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。L形匹配網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)電抗元件(電容和電感)組成,按照網(wǎng)絡(luò)連接關(guān)系的不同,可以將L形匹配分為如圖4-27所示的8種結(jié)構(gòu)。圖4-27

作為L(zhǎng)形匹配網(wǎng)絡(luò)的電抗元件,其中一個(gè)與負(fù)載或所要求的阻抗串聯(lián),而另一個(gè)則并聯(lián),因此,當(dāng)一個(gè)電抗與阻抗串聯(lián)連接時(shí),其電阻部分保持不變。同理,并聯(lián)電納的變化也不影響導(dǎo)納的電導(dǎo)值。從Smith阻抗圓圖可知,在等電阻圓上的點(diǎn),若順時(shí)針移動(dòng)則增加正電抗,那么意味著與阻抗點(diǎn)X串聯(lián)的電感值將增加;若逆時(shí)針移動(dòng)則降低正電抗,那么意味著與阻抗點(diǎn)X串聯(lián)的電感值將減小或者串聯(lián)的電容值增加。同樣道理,從Smith阻抗圓圖可知,在等電導(dǎo)圓上的點(diǎn),若順時(shí)針移動(dòng)則增加正電納,那么意味著與導(dǎo)納點(diǎn)X并聯(lián)的電容值將增加或者并聯(lián)的電感值將減小;若逆時(shí)針移動(dòng)則降低正電納,那么意味著與阻抗點(diǎn)X并聯(lián)的電容值將減小或者并聯(lián)的電感值將增加,如圖4-28所示。圖4-28串并聯(lián)電感和電容的阻抗變換軌跡

本節(jié)我們采用Smith圓圖法設(shè)計(jì)L形匹配網(wǎng)絡(luò),設(shè)計(jì)步驟如下:

(1)將Zs和ZL歸一化處理。

(2)在Smith圓圖上畫(huà)出通過(guò)Zs點(diǎn)的阻抗圓和導(dǎo)納圓。

(3)在Smith圓圖上畫(huà)出通過(guò)ZL共軛點(diǎn)的阻抗圓和導(dǎo)納圓。

(4)確定第(2)步和第(3)步所畫(huà)圓的交點(diǎn)。交點(diǎn)的數(shù)目就是L形匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的數(shù)目。

(5)確定網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)和所用元件的歸一化電抗值、歸一化電納值。

(6)根據(jù)給定的工作頻率,確定L形匹配網(wǎng)絡(luò)中的實(shí)際值。

例4.7設(shè)計(jì)一個(gè)電抗性L形匹配網(wǎng)絡(luò),使一個(gè)ZL=25-j25(Ω)的負(fù)載在1500MHz工作頻率下與Zs=50-j25(Ω)的信號(hào)源匹配。假設(shè)特征阻抗為50Ω。

解先將Zs和ZL進(jìn)行歸一化,得

在Smith圓圖上畫(huà)出Zs和ZL*的阻抗和導(dǎo)納圓,如圖4-29所示。圖4-29L形匹配網(wǎng)絡(luò)Smith圓圖圖4-30L形匹配網(wǎng)絡(luò)

4.7本章小結(jié)

本章以二端口網(wǎng)絡(luò)為主要研究對(duì)象,在介紹Z參數(shù)、Y參數(shù)、H參數(shù)和ABCD參數(shù)的基礎(chǔ)上,重點(diǎn)研究S參數(shù)。S參數(shù)作為射頻系統(tǒng)的重要性能參數(shù),不再以傳統(tǒng)的端口電壓測(cè)量方法獲得端口參數(shù),而是基于行波特征的新型表示方式,很好地以功率方式體現(xiàn)了二端口網(wǎng)絡(luò)的傳輸特性。

當(dāng)互連線在一定條件下必須被看成傳輸線時(shí),需采用傳輸線理論和模型進(jìn)行分析。傳輸線模型是射頻集成電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)重要內(nèi)容和技術(shù)基礎(chǔ)。本章以傳輸線模型為基礎(chǔ),引出了諸如反射系數(shù)、相位速度與特征頻率、輸入輸出阻抗、電壓駐波比與回波損耗等多個(gè)重要概念。本章還對(duì)無(wú)損耗和有損耗傳輸線進(jìn)行了理論推導(dǎo)。

本章對(duì)Smith圓圖作了詳細(xì)的闡述。阻抗匹配是RFIC不可或缺的環(huán)節(jié)。在RFIC中以無(wú)損耗無(wú)源器件為主體的L形匹配網(wǎng)絡(luò)是本章的重中之重。本章循序漸進(jìn)地給出了Smith圓圖的推導(dǎo)過(guò)程,然后利用Smith圖解法工具計(jì)算了無(wú)源電路的阻抗匹配。

本章通過(guò)多個(gè)典型例題的計(jì)算與分析,為讀者展現(xiàn)了具體的設(shè)計(jì)方法。并聯(lián)短截線阻抗匹配設(shè)計(jì)作為補(bǔ)充內(nèi)容為讀者提供參考。設(shè)計(jì)實(shí)例中包含計(jì)算法和Smith圓圖法兩種匹配方法。

習(xí)題4.1金屬導(dǎo)線長(zhǎng)度為15cm,當(dāng)信號(hào)頻率為1GHz和200MHz時(shí),此金屬導(dǎo)線是短路線還是傳輸線?4.2根據(jù)傳輸線的定義,對(duì)10cm長(zhǎng)度的金屬導(dǎo)線,將其看做傳輸線,計(jì)算最低工作頻率。4.3為什么無(wú)限長(zhǎng)的傳輸線的輸入阻抗等于其特征阻抗?4.4-當(dāng)給阻抗串聯(lián)一個(gè)電容時(shí),Smith阻抗圓圖上,其歸一化阻抗Z將沿等電阻圓按順時(shí)針?lè)较蛞苿?dòng)還是按逆時(shí)針?lè)较蛞苿?dòng)?說(shuō)明理由。

4.5對(duì)于采用L形匹配網(wǎng)絡(luò)的電路,設(shè)其連接方式從負(fù)載端開(kāi)始,那么應(yīng)該是先并聯(lián)后串聯(lián)