一種多頻環(huán)鎖頻環(huán)鑒別器設(shè)計

一種多頻環(huán)鎖頻環(huán)鑒別器設(shè)計

在深層地震勘探（月球和月球之間的距離）中，目標(biāo)探測器距離地球較遠，因此回波信號的信噪比非常低。以金星為例。距離地球的最近距離相當(dāng)于地球同步衛(wèi)星和地面之間的距離1139倍。由于距離的增加，路徑損失達到64.3db。此外，深度空目標(biāo)的運動速度達到了第二個宇宙速度，并產(chǎn)生了高波形的動態(tài)。在這一點上，我們必須完成對深度空探測器的測量通信，并完成對極低信噪比（snr）和高動態(tài)回波信號的捕獲和跟蹤。然后進行數(shù)據(jù)匹配和測量。載波跟蹤可分為頻率跟蹤和相位跟蹤,頻率跟蹤一般通過FLL實現(xiàn)對載波多普勒頻率的本地復(fù)現(xiàn).為克服叉積鑒頻算法鑒頻范圍較窄的不足,現(xiàn)階段接收機的FLL通常輔之以FFT鑒頻或四相鑒頻器來構(gòu)成鑒別器以進行環(huán)路頻率誤差的提取,這在一定程度上改善了環(huán)路動態(tài)性能,但當(dāng)回波信號中含較大多普勒變化率成分時,上述鑒頻器無法給出準(zhǔn)確的環(huán)路頻率誤差估計,且當(dāng)回波信噪比極低(≤-38dB)時無法正常工作.作者提出一種新的FLL鑒別器,它采用兩種鑒別算法相互配合,同時提取起始頻率和頻率變化率殘差作為誤差控制量,在回波信號信噪比極低且動態(tài)較高情況下仍能給出準(zhǔn)確的頻率誤差估計,因而能夠用于深空測控通信的載波跟蹤FLL中.1校正解調(diào)基本原理接收的射頻信號下變頻到中頻后,信號包括中頻成分(頻率已知)、目標(biāo)的多普勒頻率、多普勒變化率成分、調(diào)制的數(shù)據(jù)信息,且信號淹沒在強噪聲中.不妨設(shè)接收信號為零中頻,且不存在多普勒變化率的變化率成分或者即使存在但絕對值很小,則接收到的時長為t0的一段回波信號可看作是LFM信號,設(shè)其起始頻率為f,頻率變化率為a,則t0時間內(nèi)該LFM信號可寫為s(t)=Aej2π(ft+12at2)(0≤t≤t0).(1)s(t)=Aej2π(ft+12at2)(0≤t≤t0).(1)設(shè)FLL環(huán)路濾波器對回波信號起始頻率和頻率變化率的估計分別為和?aa?,則本地產(chǎn)生的LFM信號為s′(t)=ej2π(?ft+12?at2)(0≤t≤t0).(2)s′(t)=ej2π(f?t+12a?t2)(0≤t≤t0).(2)正交解調(diào)的過程相當(dāng)于把接收信號和本地信號共軛相乘,則正交解調(diào)后的差信號為d(t)=s(t)×(s′(t))*=Aej2π(Δft+12Δat2)(0≤t≤t0).(3)d(t)=s(t)×(s′(t))?=Aej2π(Δft+12Δat2)(0≤t≤t0).(3)式中:環(huán)路的起始頻率殘差Δf=f-?fΔf=f?f?;環(huán)路的頻率變化率殘差Δa=a-?a.Δa=a?a?.若FLL同時提取Δf和Δa的估計值Δ?ff?和Δ?aΔa?作為環(huán)路誤差控制量,進而對接收信號頻率和頻率變化率同時進行跟蹤,就可對含較大多普勒變化率成分的高動態(tài)接收信號進行精確頻率跟蹤,改進的鎖頻環(huán)結(jié)構(gòu)如圖1所示.可見,改進的FLL要求其鑒別器必須能夠同時給出Δ?ff?和Δa的值.2fll身份驗證器設(shè)計鑒別器基于以下兩種不同類型的鑒別算法.2.1fft鑒別算法由帕色瓦爾定理,LFM信號x(t)的功率P滿足Ρ=∫t00|x(t)|2dt=12π∫∞-∞|X(ω)|2dω.(4)P=∫t00|x(t)|2dt=12π∫∞?∞|X(ω)|2dω.(4)式中X(ω)為x(t)的幅頻響應(yīng).若時寬帶寬積Bt0?1,則X(ω)近似為矩形且寬度為信號帶寬B.將式(4)右端頻域能量的積分區(qū)間換做信號頻率范圍[0,B],X(ω)用信號頻譜中心處的幅值A(chǔ)代替,則Ρ≈12πB∫0A2dω=12πA2B.(5)P≈12π∫0BA2dω=12πA2B.(5)LFM信號的調(diào)頻斜率a和B,t0滿足a=B/t0,代入式(5),得Ρ≈12πA2B=12πA2at0.(6)P≈12πA2B=12πA2at0.(6)由式(6)知,LFM信號能量一定時,對相同的時寬t0,頻譜幅值平方A2與信號調(diào)頻斜率a成反比.基于LFM信號上述性質(zhì),正交解調(diào)后所得差信號為d(t)=Aexp[j2π(Δft+12Δat2)]d(t)=Aexp[j2π(Δft+12Δat2)],設(shè)Δa范圍不超過[amin,amax],鑒別算法步驟如下:①對Δa的可能范圍[amin,amax]以固定值δk為步進劃分為一系列離散值ki(i=1,2,…,N).②分別用exp(-j2π12kit2)(i=1,2,?,Ν)exp(?j2π12kit2)(i=1,2,?,N)和d(t)相乘,得到N組對消后的信號分別為Aexp{j2π[Δft+12(Δa-ki)t2]}(i=1,2,?,Ν).Aexp{j2π[Δft+12(Δa?ki)t2]}(i=1,2,?,N).③分別對Aexp{j2π[Δft+12(Δa-ki)t2]}(i=1,2,?,Ν)Aexp{j2π[Δft+12(Δa?ki)t2]}(i=1,2,?,N)做FFT,得到N組FFT頻譜值對應(yīng)的N個最大幅值,記為A1m,A2m,…,ANm,以及這N個最大幅值所在頻點處的頻率估計值f0i(i=1,2,…,N).④對N個最大幅值A(chǔ)1m,A2m,…,ANm比較選大,選出其中的最大值A(chǔ)max,設(shè)Amax=Alm(1≤l≤N).⑤則Δa的估計為Δ?a=kl,ΔfΔa?=kl,Δf的估計為Δ?f=f0l.由算法步驟可知,該算法通過做若干組FFT就可同時獲得對Δf和Δa的估計,這里稱之為FFT鑒別算法.通過調(diào)整信號時寬t0的大小,該鑒別算法可以用于極低信噪比的信號.2.2點積叉積鑒頻算法叉積鑒頻算法被廣泛用于載波跟蹤FLL的鑒頻器,它能給出信號的瞬時頻率估計且鑒頻精度高,但它線性有效鑒頻范圍太窄.從文獻算法原理的推導(dǎo)過程中可以看出,為節(jié)省運算量,該算法作了如下近似sin(φk-φk-1)≈φk-φk-1=2πΔfd(t0/2).(7)式(7)成立的條件是φk-φk-1≤2π×5°/360°,即只有當(dāng)頻率差Δfd較小使得2πΔfd(t0/2)≤2π×5°/360°時,才能得到它的準(zhǔn)確估計,因此鑒頻范圍受限.這里采用點積叉積鑒頻算法,數(shù)學(xué)表達式為efk=arctan[(ΟΙ,k-1ΟQ,k-ΟΙ,kΟQ,k-1)(ΟΙ,k-1ΟΙ,k+ΟQ,k-1ΟQ,k)]/(2πt02).(8)式中:OI,k-1,OI,k,OQ,k-1,OQ,k分別為I路和Q路正交解調(diào)結(jié)果前后半段各自的積分清除結(jié)果.該算法不存在數(shù)學(xué)近似,而通過求反正切直接得到實際相位差,然后計算出頻率.以采用四象限反正切(線性鑒相范圍[-180°,180°])為例,t0相同條件下該算法鑒頻范圍是叉積鑒頻算法的36倍,代價是運算量增加.由于正交解調(diào)后的差信號d(t)為LFM信號,因此點積叉積鑒別結(jié)果efk為d(t)在t0時間內(nèi)某時刻的瞬時頻率值,即efk=Δf+Δa×t(0＜t＜t0).(9)在頻率跟蹤后期,Δa接近于0,efk可作為環(huán)路起始頻率殘差Δf的近似估計.2.3fft鑒別算法和點積叉積鑒頻模式上述兩種鑒別算法各有優(yōu)缺點,FFT鑒別算法可以同時獲得起始頻率殘差和多普勒變化率殘差估計,且通過改變采樣頻率大小可獲取需要的鑒頻范圍,但它頻率分辨率低(為1/t0).點積叉積鑒頻算法鑒頻精度很高,且鑒頻范圍相比叉積鑒頻算法獲得很大改善,但鑒頻范圍依然受限于t0(為[-1/t0,1/t0]),且只能給出起始頻率的近似估計.為兼顧鑒別范圍和精度,這里將兩者結(jié)合來設(shè)計FLL鑒別器,在頻差較大的跟蹤前期,Δf的估計由FFT鑒別算法給出;跟蹤后期,頻差落入點積叉積鑒頻算法的鑒頻范圍,Δf的估計由它給出.在整個跟蹤過程中,Δa的估計一直由FFT鑒別算法給出.兩者互相配合最終消除頻差,實現(xiàn)對頻率的精確跟蹤.鑒別器原理如圖2所示.兩種鑒別算法的切換判決準(zhǔn)則是:由切換判決模塊對Δf的αβ低通濾波結(jié)果進行判斷,若該結(jié)果小于1/t0Hz,則表示環(huán)路殘差已低于FFT鑒別算法的分辨率,且落入點積叉積鑒頻算法的有效鑒別范圍,因此使圖2中的切換標(biāo)志為有效,切換到點積叉積鑒頻模式,選擇器以Δf2為輸出;若該結(jié)果大于1/t0Hz,則仍采用FFT鑒別方式,以Δf1作為輸出,由此兩種鑒別算法可實現(xiàn)雙向自動切換.3fft鑒別方法的應(yīng)用在極低信噪比情況下,由于回波信號中干擾過強,會出現(xiàn)和實際誤差相差很遠的鑒別結(jié)果,這里稱之為野值,野值的存在影響環(huán)路的穩(wěn)定,因此,圖2中在鑒頻結(jié)果送出去之前需要先對其進行野值剔除.考慮到FLL環(huán)路中頻率殘差是逐漸縮小的,因此合理的鑒別結(jié)果應(yīng)呈逐漸減小趨勢,作者基于此提出了一種野值識別和剔除方法,利用了前后鑒別結(jié)果間的相關(guān)性,剔除流程如圖3所示.當(dāng)前的鑒別結(jié)果Δfi送來后,判斷上次鑒別結(jié)果Δfi-1是否為0(當(dāng)頻差比較小時,由于FFT鑒別方法分辨率低,鑒別結(jié)果可能為0),若Δfi-1不為0,且|Δfi|的絕對值大于Δfi-1絕對值的p倍以上,認為Δfi為野值,并把Δfi-1作為本次鑒別結(jié)果輸出,即Δf=Δfi-1;若Δfi-1為零,且Δfi的絕對值大于q,認為Δfi是野值,把Δfi-1作為本次鑒別結(jié)果輸出,即Δf=Δfi-1.若經(jīng)判斷Δfi不是野值,就將Δfi作為本次鑒別結(jié)果輸出,即Δf=Δfi,若經(jīng)判斷Δfi是野值,用Δfi-1對其進行更新,即Δfi=Δfi-1,為下次野值剔除做準(zhǔn)備.圖3中p,q的值可以根據(jù)野值的具體規(guī)律和特點進行調(diào)整,這里取5≤p≤10,8≤q≤20都能有效地剔除鑒別野值.4fft的頻率跟蹤將該鑒別器用于圖1所示的FLL中,測試閉環(huán)時鑒別器的工作性能.①信噪比-38dB,假設(shè)經(jīng)載波捕獲后起始頻率殘差分別為265Hz和995Hz,多普勒變化率殘差分別為26Hz/s和45Hz/s,相應(yīng)地分別選取二次采樣頻率f′s為600Hz和2kHz,每段信號長度為0.5s,得到FLL鑒別器在前15個環(huán)路更新周期起始頻率和頻率變化率的鑒別情況,如圖4和圖5所示.由仿真結(jié)果可以知道,前15個更新周期環(huán)路頻差較大,此時采用FFT鑒別算法進行鑒別,在-38dB下它能夠給出對起始頻率和頻率變化率的正確估計.對比圖4和圖5的起始頻率鑒別,二次采樣頻率升高到2kHz后,鑒別頻差范圍增大到1kHz,驗證了它的鑒別范圍是可調(diào)的.圖6是FLL鑒別方式切換到點積叉積鑒頻算法后某15次環(huán)路誤差的鑒別結(jié)果.此時環(huán)路的頻率殘差已經(jīng)很小(0.38Hz左右),FFT鑒別算法受精度所限已不可用,但點積叉積鑒頻算法卻能夠正確地給出頻率誤差的估計,且-38dB時估計誤差不超過0.05Hz.②信噪比降低至-40dB,預(yù)檢積分時間仍為0.5s,此時會出現(xiàn)鑒別野值.使跟蹤開始時起始頻率殘差為一個較大值15kHz以使得環(huán)路經(jīng)較多循環(huán)后才能入鎖,選取二次采樣頻率為40kHz,取p=5,q=10.對FLL前300個環(huán)路更新周期的鑒別結(jié)果進行野值剔除前、后的對比情況如圖7所示.由于信噪比極低,300次鑒別中出現(xiàn)多個野值,仿真結(jié)果表明,這里提出的野值剔除算法能夠識別并剔除所有野值,然后以合理值取而代之.(3)以某深空航天器為例,其回波信號到達地球時的信噪比最低為-40dB,多普勒的頻率范圍為[-300,300]kHz,多普勒的變化率范圍為[-3,3]kHz/s,輔之以載波捕獲模塊給出初始參數(shù)估計,在此基礎(chǔ)上使用圖1中FLL進行載波頻率跟蹤,不同信噪比時FLL的頻率跟蹤性能如表1所示.表中L指環(huán)路達到穩(wěn)態(tài)時所需環(huán)路更新周期的個數(shù),E(fe)和σRMS(fe)分別是環(huán)路達到穩(wěn)態(tài)后100個環(huán)路更新周期頻率殘差的統(tǒng)計均值和方差.由仿真結(jié)果可見:在多普勒變化率最高達3kHz/s,信噪比最低-40dB情況下,頻率穩(wěn)態(tài)誤差的均值和均方根誤差均不超過0.2Hz,表明采用了改進鑒頻器的FLL具有極好的