《運動控制系統(tǒng)》課件第6章

第6章交流異步電動機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)6.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式6.2異步電動機(jī)電壓和頻率協(xié)調(diào)控制時的機(jī)械特性6.3基于異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)6.4轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)的MATLAB仿真本章小結(jié)習(xí)題與思考題

6.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式

在進(jìn)行電機(jī)調(diào)速時，常需考慮的一個重要因素是：希望保持電機(jī)中每極磁通量Φm為額定值并維持不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機(jī)的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵磁電流，嚴(yán)重時會因繞組過熱而損壞電機(jī)。對于直流電機(jī)，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)的補(bǔ)償合適，保持Φm不變是很容易做到的；而在交流異步電機(jī)中，磁通Φm是由定子和轉(zhuǎn)子磁動勢合成產(chǎn)生的，怎樣才能保持磁通恒定呢？三相異步電機(jī)定子每組電動勢的有效值是

Eg=4.44f1N1kN1Φm

(6-1)

式中:Eg為氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動勢的有效值(V)；f1為定子頻率(Hz)；N1為定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；

kN1為基波繞組系數(shù)；Φm為每極氣隙磁通量(Wb)。

由式(6-1)可知，只要控制好Eg和f1便可達(dá)到控制磁通Φm的目的，對此，需要考慮基頻(額定頻率)以下和基頻以上兩種情況。6.1.1基頻以下調(diào)速

由式(6-1)可知，要保持Φm不變，當(dāng)頻率f1從額定值f1N向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低Eg，使

(6-2)

即采用恒定電動勢頻率比的控制方式。然而，繞組中的感應(yīng)電動勢是難以直接控制的，當(dāng)電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認(rèn)定定子相電壓U1≈Eg，則得

(6-3)

這是恒壓頻比的控制方式。低頻時U1和Eg都較小，定子阻抗壓降比較顯著，不能再忽略。這時，可以人為地把電壓U1抬高一些，以便近似地補(bǔ)償定子壓降。帶定子壓降補(bǔ)償?shù)暮銐侯l比控制特性如圖、6-1中的直線b所示，無補(bǔ)償?shù)目刂铺匦詣t為直線a。圖6-1恒壓頻比控制特性6.1.2基頻以上調(diào)速

在基頻以上調(diào)速時，頻率可以從f1N往上增高，但電壓U1卻不能超過額定電壓U1N，最多只能保持U1=U1N，由式

(6-1)可知，這將迫使磁通與頻率成反比降低，相當(dāng)于直流電機(jī)弱磁升速的情況。

把基頻以下和基頻以上兩種情況結(jié)合起來，可得圖6-2所示的異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速控制特性。圖6-2異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速的控制特性如果電機(jī)在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負(fù)載都能使電流達(dá)到額定值，即都能在溫升允許條件下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化。按照電氣傳動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”；而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。

6.2異步電動機(jī)電壓和頻率協(xié)調(diào)

控制時的機(jī)械特性

6.2.1恒壓恒頻控制異步電動機(jī)的機(jī)械特性

異步電動機(jī)在恒壓恒頻正弦波供電時的機(jī)械特性方程式為Te=f(s)。當(dāng)定子電壓U1和電源角頻率ω1恒定時，可以改寫成如下形式：

(6-4)

(1)當(dāng)s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則

(6-5)

即當(dāng)s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機(jī)械特性Te=f(s)是一段直線，見圖6-3。

(2)當(dāng)s接近于1時，可忽略式(6-4)分母中的R2′，則

(6-6)

即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時，Te=f(s)是對稱于原點的一段雙曲線，見圖6-3。

(3)當(dāng)s為以上兩段的中間數(shù)值時，機(jī)械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖6-3所示。圖6-3恒壓恒頻時異步電動機(jī)的機(jī)械特性6.2.2基頻以下恒壓變頻時的機(jī)械特性

由式(6-4)機(jī)械特性方程式可以看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩Te和轉(zhuǎn)速n(或轉(zhuǎn)差率s)的要求，電壓U1和頻率ω1可以有多種配合。在U1和ω1的不同配合下機(jī)械特性也是不一樣的，因此，可以有不同方式的電壓和頻率協(xié)調(diào)控制。

1.恒壓頻比控制(U1/ω1=恒值)

為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機(jī)鐵心，發(fā)揮電機(jī)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化:

(6-7)

式中，n0為同步轉(zhuǎn)速(r/min)。因此，帶負(fù)載時的轉(zhuǎn)速降落Δn為

(6-8)

式中，Δn0為轉(zhuǎn)速降落(r/min)。在式(6-5)所表示的機(jī)械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出

(6-9)

由上式可見，當(dāng)U1/ω1為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩Te，sω1是基本不變的，因而Δn也是基本不變的，即在恒壓頻比的條件下改變頻率ω1時，機(jī)械特性基本上平行下移，如圖6-4所示。這和直流他勵電動機(jī)變壓調(diào)速時的情況基本相似，所不同的是：當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了，而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小，可參看第5章式(5-6)，對式(5-6)稍加整理后可得

(6-10)

可見最大轉(zhuǎn)矩Temax是隨著ω1的降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機(jī)的帶載能力，采用定子壓降補(bǔ)償，適當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣1，可以增強(qiáng)帶載能力，見圖6-4。圖6-4恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機(jī)械特性

2.恒Eg/ω1控制

圖6-5為異步電動機(jī)的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應(yīng)電動勢的意義如下：Eg為氣隙(或互感)磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；Es為定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；Er為轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電動勢(折合到定子邊)。如果在電壓和頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣1的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持Eg/ω1為恒值(基頻以下)，則由式(6-1)可知，無論頻率高低，每極磁通Φm均為常值，且由圖6-5等效電路可以得到：

(6-11)將上式代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得

(6-12)圖6-5異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢

(1)當(dāng)s很小時，可忽略式(6-12)分母中含s2項，則

(6-13)

即當(dāng)s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，這表明機(jī)械特性的這一段近似為一條直線。

(2)當(dāng)s接近于1時，可忽略式(6-12)分母中的R2′2項，則

(6-14)

即s接近于1時，轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時，Te=f(s)是對稱于原點的一段雙曲線。

(3)s值為上述兩段的中間值時，機(jī)械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡。

整條特性曲線與恒壓頻比特性相似，對比式(6-4)和式(6-12)可以看出，恒Eg/ω1特性分母中含s項的參數(shù)要小于恒Ug/ω1特性中的同類項，即s值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒Eg/ω1特性的線性段范圍更寬。圖6-6繪出了不同控制方式時的機(jī)械特性。圖6-6不同電壓和頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機(jī)械特性將式(6-12)對s求導(dǎo)，并令dTe/ds=0，可得恒Eg/ω1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩：

(6-15)

(6-16)在式(6-16)中，當(dāng)Eg/ω1為恒值時，Temax恒定不變，如圖6-7所示。可見恒Eg/ω1控制的穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒U1/ω1控制的性能，它正是恒U1/ω1控制中補(bǔ)償定子壓降所追求的目標(biāo)。圖6-7恒Eg/ω1控制時變頻調(diào)速的機(jī)械特性

3.恒Er/ω1控制

如果把電壓和頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓U1再進(jìn)一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，便得到恒Er/ω1控制，此時的機(jī)械特性會怎樣呢？由圖6-5可寫出：

(6-17)代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得

(6-18)

不必再作任何近似就可知道，這時的機(jī)械特性完全是一條直線，見圖6-6，顯然，恒控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的呢？按照式(6-1)電動勢和磁通的關(guān)系可以看出，當(dāng)頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式(6-1)中，氣隙磁通的感應(yīng)電動勢Eg對應(yīng)于氣隙磁通幅值Φrm，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動勢Er就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值Φrm：

Er=4.44f1NskNsΦrm

(6-19)

由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值Φrm為恒值進(jìn)行控制，就可以獲得恒Er/ω1了。

4．幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較

綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓和頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機(jī)械特性。

(1)恒壓頻比(Ug/ω1＝恒值)控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機(jī)械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強(qiáng)人意，須對定子壓降實行補(bǔ)償。

(2)恒Eg/ω1控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補(bǔ)償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)，可以在穩(wěn)態(tài)時達(dá)到Φm為恒值，從而改善了低速性能。但是，它的機(jī)械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。

(3)恒Er/ω1控制可以得到和直流他勵電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通Φrm恒定進(jìn)行控制，即使得Er/ω1為恒值，在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)都能保持Φrm恒定。恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標(biāo)，當(dāng)然實現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。6.2.3基頻以上恒壓變頻時的機(jī)械特性

在基頻f1N以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓U1=U1N不變，式(6-4)的機(jī)械特性方程式可寫成：

(6-20)而式(6-10)的最大轉(zhuǎn)矩表達(dá)式可改寫成

(6-21)

同步轉(zhuǎn)速的表達(dá)式仍和式(6-7)一樣。由此可見，當(dāng)角頻率ω1提高時，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機(jī)械特性上移，其形狀基本相似，如圖6-8所示。圖6-8基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機(jī)械特性由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認(rèn)為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。

最后，應(yīng)該指出，以上所分析機(jī)械特性都是在正弦波電壓供電下的情況下進(jìn)行的。如果電壓源含有諧波，將使機(jī)械特性受到扭曲，并增加電機(jī)中的損耗。因此在設(shè)計變頻裝置時，應(yīng)盡量減少輸出電壓中的諧波。

6.3基于異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)模型

的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

異步電動機(jī)的穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型如本章6.2節(jié)所述，為了實現(xiàn)電壓和頻率協(xié)調(diào)控制，可以采用轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比帶低頻電壓補(bǔ)償?shù)目刂品桨?，這就是通用變頻器控制系統(tǒng)。如果對調(diào)速范圍和起制動性能要求更高，可以采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制方案。

本節(jié)中將分別介紹這兩類基于穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)。6.3.1轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)

采用電壓和頻率協(xié)調(diào)控制時，異步電動機(jī)在不同頻率下都能獲得較硬的機(jī)械特性線性段。如果生產(chǎn)機(jī)械對調(diào)速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能要求不高，可以采用轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比帶低頻電壓補(bǔ)償?shù)目刂品桨?，其控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)最簡單，成本最低。風(fēng)機(jī)、水泵等的節(jié)能調(diào)速就經(jīng)常采用這種系統(tǒng)。本節(jié)將介紹由交-直-交電壓源型變頻器、電流源型變頻器和SPWM變頻器分別組成的轉(zhuǎn)速開環(huán)調(diào)速系統(tǒng)。

1.電壓源型晶閘管變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)

圖6-9是這一系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)原理圖。圖6-9轉(zhuǎn)速開環(huán)的交-直-交電壓源型變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)圖中，UR是可控整流器，用電壓控制環(huán)節(jié)控制它的輸出直流電壓；VSI(VoltageSourceInverter)是電壓源型逆變器，用頻率控制環(huán)節(jié)控制它的輸出頻率。電壓和頻率控制采用同一個控制信號Uabs，以保證兩者之間的協(xié)調(diào)。由于轉(zhuǎn)速控制是開環(huán)的，不能讓階躍的轉(zhuǎn)速給定信號U*ω直接加到控制系統(tǒng)上，否則將產(chǎn)生很大的沖擊電流而使電源跳閘。為了解決這個問題，設(shè)置了給定積分器GI將階躍信號U*ω轉(zhuǎn)變成按設(shè)定的斜率逐漸變化的斜坡信號Ugi，從而使電壓和轉(zhuǎn)速都能平緩地升高或降低。由于Ugi是可逆的，而電機(jī)的旋轉(zhuǎn)方向只取決于變頻電壓的相序，并不需要在電壓和頻率的控制信號上反映極性。因此，在GI后面再設(shè)置絕對值變換器GAB，將Ugi變換成只輸出其絕對值的信號Uabs。采用模擬控制時，GI和GAB都可用運算放大器構(gòu)成，其具體電路可參看有關(guān)書籍或手冊；采用數(shù)字控制時則很容易用軟件實現(xiàn)。電壓控制環(huán)節(jié)一般采用電壓、電流雙閉環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，如圖6-10所示。內(nèi)環(huán)設(shè)電流調(diào)節(jié)器ACR，用以限制動態(tài)電流，兼起保護(hù)作用。外環(huán)設(shè)電壓調(diào)節(jié)器AVR，用以控制變額器輸出電壓。簡單的小容量系統(tǒng)也可用單電壓環(huán)控制。電壓和頻率控制信號加到AVR以前，應(yīng)先通過函數(shù)發(fā)生器GF，把電壓給定信號U*u相對地提高一些，以補(bǔ)償定子阻抗壓降，改善調(diào)速時(特別是低速時)的機(jī)械特性，提高帶載能力。圖6-10電壓源型變頻調(diào)速系統(tǒng)的電壓控制環(huán)節(jié)頻率控制環(huán)節(jié)主要由壓頻變換器GVF、環(huán)形分配器DRC和脈沖放大器AP三部分組成(見圖6-11)，將電壓和頻率控制信號Uabs轉(zhuǎn)變成具有所需頻率的脈沖列，再按6個脈沖一組依次分配給逆變器，分別觸發(fā)橋臂上相應(yīng)的6個晶閘管。壓頻變換器GVF是一個由電壓控制的振蕩器，將電壓信號轉(zhuǎn)變成一系列脈沖信號，脈沖列的頻率與控制電壓的大小成正比，從而得到恒壓頻比的控制信號，其頻率值是輸出頻率的6倍，以便在逆變器的一個工作周期內(nèi)發(fā)出6個脈沖，經(jīng)過環(huán)形分配器DRC(具有6分頻作用的環(huán)形計數(shù)器)，將脈沖列分成6個一組相互間隔60°的具有適當(dāng)寬度的脈沖觸發(fā)信號。對于可逆調(diào)速系統(tǒng)，需要改變晶閘管觸發(fā)的順序以改變電機(jī)的轉(zhuǎn)向，這時DRC可以采用可逆計數(shù)器，每次做+1或-1運算，以改變相序?？刂萍?、減法的正、反向信號從Ugi經(jīng)極性鑒別器DPI獲得。圖6-11晶閘管逆變器的頻率控制環(huán)節(jié)在交-直-交電壓源型變頻器的調(diào)速系統(tǒng)中，由于中間直流回路有大電容Cd濾波，電壓的實際變化很緩慢，而頻率控制環(huán)節(jié)的響應(yīng)是很快的，因而在動態(tài)過程中電壓與頻率就難以協(xié)調(diào)一致。為此，在壓頻變換器前需加設(shè)一個頻率給定動態(tài)校正器GFC，它可以是個一階慣性環(huán)節(jié)，用以延緩頻率的變化，希望頻率和電壓變化的步調(diào)一致起來。GFC的具體參數(shù)可在調(diào)試中確定。從形式上看，電壓控制系統(tǒng)是一個雙閉環(huán)系統(tǒng)，可以像直流電機(jī)雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)那樣用工程設(shè)計方法來設(shè)計兩個調(diào)節(jié)器。然而異步電動機(jī)是一個非線性多變量的控制對象，其數(shù)學(xué)模型要比直流電機(jī)復(fù)雜得多。初步分析時，可以做一些線性化的近似。首先研究一下三相六拍電壓源型逆變器帶異

步電動機(jī)的主電路(見圖6-12)。圖中，Cd是濾波電容器，在它前面設(shè)置一個小電感Ld起限流作用。分別與晶閘管VT1~

VT6反并聯(lián)的六個續(xù)流二極管為感性負(fù)載的滯后電流提供通道。具體換流電路有多種形式，在圖中從略，但不管怎樣，電壓源型逆變器多為180°導(dǎo)通型。圖6-12電壓源型逆變器-異步電動機(jī)主電路等效阻抗應(yīng)如何用電動機(jī)參數(shù)表示取決于異步電動機(jī)的動態(tài)等效電路。圖6-13是用單相參數(shù)表示的三相異步電動機(jī)動態(tài)等效電路，其中R1、R2′為定子每相電阻和折合到定子側(cè)的轉(zhuǎn)子每相電阻；Ll1、Ll2′為定子每相漏感和折合到定子側(cè)的轉(zhuǎn)子每相漏感；Lm為定子每相繞組產(chǎn)生氣隙主磁通的等效電感，即勵磁電感，若Lml為定、轉(zhuǎn)子一相繞組間交鏈的最大互感，則Lm=2Lml/3；Er為轉(zhuǎn)子磁鏈感生的速度電動勢，其幅值Er=ωΨr=ω［LmI1+(Lm+Ll2′)I2′］，ω為電機(jī)轉(zhuǎn)子角轉(zhuǎn)速。圖6-13異步電動機(jī)的動態(tài)等效電路由圖6-13可見，異步電機(jī)的電流除決定于電機(jī)參數(shù)外，還和電壓U1、轉(zhuǎn)速ω、磁鏈Ψr都有關(guān)系，體現(xiàn)出模型的多變量、非線性因素。在分析和設(shè)計對動態(tài)性能要求不高的一般調(diào)速系統(tǒng)時，可以作出一些假定如下：①忽略勵磁電流對負(fù)載電流的影響；②忽略旋轉(zhuǎn)電動勢對電流內(nèi)環(huán)的影響，因為它的變化比電流慢。這樣，就可以粗略地認(rèn)為電機(jī)繞組的等效阻抗只有R1+R2′和Ll1+Ll2′

(見圖6-13)；又鑒于180°導(dǎo)通型逆變器的負(fù)載電路在各階段都是兩相并聯(lián)再與另一相串聯(lián)，則中間直流回路的等效負(fù)載便是1.5(R1+R2′)和1.5(Ll1+Ll2′)。這樣，中間直流回路的近似等效電路便如圖6-14所示，其中除電機(jī)參數(shù)外，Rrec為可控整流裝置UR的內(nèi)阻，Ud0是它的理想空載整流電壓，Rd、Ld是限流電抗器的電阻和電感。圖6-14

180°導(dǎo)通型電壓源逆變器-異步電動機(jī)在直流回路中的近似等效電路在上述假定條件下，得到圖6-14所示的等效電路，這是一個線性電路。當(dāng)初始條件為零時，可列出如下用拉氏變換式表達(dá)的電路方程：

Ud0(s)=Id(s)(Rrec+Rd+Lds)+Ud(s)(6-22)

且

(6-23)令

則

(6-24)其中

考慮到β表示直流回路電流的反饋系數(shù)，γ表示直流電壓的反饋系數(shù)，T0i表示電流反饋濾波時間常數(shù)，T0u表示電壓反饋濾波時間常數(shù)，根據(jù)上式，可以繪出電壓控制系統(tǒng)的近似動態(tài)結(jié)構(gòu)圖，如圖6-15所示。圖6-15電壓源型變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中電壓控制系統(tǒng)的近似動態(tài)結(jié)構(gòu)圖和直流雙閉環(huán)系統(tǒng)工程設(shè)計相仿，在設(shè)計電流調(diào)節(jié)器時，可以先忽略Ud變化對電流內(nèi)環(huán)的影響，即將圖中Ud對內(nèi)環(huán)的反饋線斷開，在允許條件下進(jìn)行調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)和參數(shù)的選擇。

2.電流源型晶閘管變頻器-異步電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)

圖6-16是電流源型晶閘管變頻器調(diào)速系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)原理圖，它和前節(jié)所述的電壓源型變頻器調(diào)速系統(tǒng)的主要區(qū)別在于采用了由大電感濾波的電流源型逆變器(CurrentSourceInverter，CSI)。圖6-16轉(zhuǎn)速開環(huán)的交-直-交電流源型變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)“電壓源型”和“電壓控制”是完全不同的兩個概念，是“電壓源型”還是“電流源型”取決于濾波環(huán)節(jié)；而采用“電壓控制”或“電流控制”，則要看控制的目的。無論是電壓源型還是電流源型變頻調(diào)速系統(tǒng)，都要用電壓和頻率協(xié)調(diào)控制，因此都須采用電壓控制系統(tǒng)，只是電壓反饋環(huán)節(jié)有所不同。電壓源型變頻器直流電壓的極性是不變的，而電流源型變頻器在回饋制動時直流電壓要反向，因此后者的電壓反饋不能從直流電壓引出，而改從CSI的輸出端引出。圖6-16中所用各控制環(huán)節(jié)基本上與電壓源型變頻器調(diào)速系統(tǒng)類似，當(dāng)然調(diào)節(jié)器參數(shù)定會有較大差別。此外，電壓與頻率控制間的動態(tài)校正環(huán)節(jié)是完全不同的。在這里，由于沒有電容濾波，實際電壓的變化會快得多，所以要用電流微分信號通過GFC來加快頻率控制，使它趕上電壓變化的步調(diào)，

而不像電壓源型變頻器調(diào)速系統(tǒng)那樣去延緩頻率控制。GFC中一般采用微分校正，也可以用別的方法，或者只延緩電壓調(diào)節(jié)器的作用而不另加動態(tài)校正環(huán)節(jié)。電流源型變頻器一般采用120°。導(dǎo)通型逆變器，圖6-17是常用的串聯(lián)二極管式電流源型逆變器。圖中C13、C35、C51、C46、C62、C24是換流電容器，每個電容器承擔(dān)與之相聯(lián)兩個晶閘管之間的強(qiáng)迫換流作用。二極管VD1~VD6在換流過程中起電壓隔離作用，使電機(jī)繞組的感應(yīng)電動勢不致影響換流電容的放電過程。圖6-17串聯(lián)二極管式電流源型逆變器主電路和前面對電壓源型變頻器調(diào)速系統(tǒng)的分析相似，在忽略異步電動機(jī)的勵磁電流和旋轉(zhuǎn)電動勢的條件下，電動機(jī)繞組可用等效阻抗表示。再根據(jù)120°導(dǎo)通型逆變器的連接圖，即得這種逆變器和異步電動機(jī)在中間直流回路中的近似等效電路，如圖6-18所示。圖6-18

120°導(dǎo)通型電流源逆變器和異步電機(jī)在直流回路中的近似等效電路令

(6-25)

且令，則由圖6-18可得：

(6-26)再假定電磁轉(zhuǎn)矩與直流回路電流近似成正比，即

Te≈KtId

(6-27)

并假定線電壓與轉(zhuǎn)速近似成正比，即

UAB≈Kuω

(6-28)

將上式代入基本運動方程式

(6-29)取拉氏變換并整理后得

(6-30)

式中

(6-31)由以上各式可以繪出電流源型變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中電壓、電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的近似動態(tài)結(jié)構(gòu)圖，如圖6-19所示。圖6-19電流源型變頻器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中電壓、電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的近似動態(tài)結(jié)構(gòu)圖電壓控制的電流源型變頻器調(diào)速系統(tǒng)的電壓響應(yīng)較快，但也容易發(fā)生振蕩，有時是在局部頻率范圍和局部負(fù)載范圍內(nèi)的振蕩，這往往是系統(tǒng)中的非線性因素和頻率系統(tǒng)與電壓系統(tǒng)之間的耦合關(guān)系引起的，在圖6-19的近似動態(tài)結(jié)構(gòu)圖中很難反映出來。采用頻率給定動態(tài)校正環(huán)節(jié)有助于抑制振

蕩，其參數(shù)只能在調(diào)試中試湊。采用工程設(shè)計方法設(shè)計圖

6-19所表示的電壓控制系統(tǒng)時，如果按典型Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計電壓調(diào)節(jié)器，則中頻寬h值應(yīng)該比一般情況加大。例如，選h=10~20，盡量壓低電壓系統(tǒng)的截止頻率，對穩(wěn)定是有利的。6.3.2轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

轉(zhuǎn)速開環(huán)的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)可以滿足一般平滑調(diào)速的要求，但動、靜態(tài)性能都有限，采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)的轉(zhuǎn)差頻率控制可以改善系統(tǒng)的性能。

轉(zhuǎn)差頻率控制需要檢出電動機(jī)的轉(zhuǎn)速，以構(gòu)成速度閉環(huán)。速度調(diào)節(jié)器的輸出為轉(zhuǎn)差頻率給定信號，此轉(zhuǎn)差頻率與電動機(jī)速度之和作為變頻器的輸出頻率給定值。由于是通過控制轉(zhuǎn)差頻率來控制轉(zhuǎn)矩和電流的，故與恒壓頻比控制相比其加減速特性和限制過電流的能力得到提高。任何電力拖動自動控制系統(tǒng)都服從于基本運動方程式：

(6-32)

提高調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)性能主要依靠控制轉(zhuǎn)速的變化率dω/dt，根據(jù)式(6-32)，控制電磁轉(zhuǎn)矩就能控制dω/dt，因此，調(diào)節(jié)調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)性能就是控制轉(zhuǎn)矩。在異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，需要控制的是電壓(或電流)和頻率，怎樣能夠通過控制電壓(電流)和頻率來控制電磁轉(zhuǎn)矩，這是尋求提高動態(tài)性能需要解決的問題。

1.轉(zhuǎn)差頻率控制的理論基礎(chǔ)

轉(zhuǎn)差頻率控制是解決異步電動機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩控制的一種控制方式，是對Ug/ω1＝恒值控制方式的一種改進(jìn)。相對于恒壓頻比控制方式而言，采用轉(zhuǎn)差頻率控制方式有助于改善異步電動機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能。將6.2.2節(jié)恒Eg/ω1控制(即恒Φm控制)時的電磁轉(zhuǎn)矩公式(6-12)重寫為

將Eg=4.44f1NskNsΦm=4.44

NskNsΦm=

ω1NskNsΦm代入上式，得到

(6-33)令ωs=sω1，并定義為轉(zhuǎn)差角頻率；是電動機(jī)的結(jié)構(gòu)常數(shù)；則電磁轉(zhuǎn)矩公式為

(6-34)

當(dāng)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運行時，s值很小，因而ωs也很小，只有ω1的百分之幾，可以認(rèn)為ωsLl2′<<R2′，則轉(zhuǎn)矩可近似表示為

(6-35)上式表明，在s值很小的穩(wěn)態(tài)運行范圍內(nèi)，如果能夠保持氣隙磁通Φm不變，異步電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩就近似與轉(zhuǎn)差角頻率ωs成正比。因此，可以通過控制轉(zhuǎn)差角頻率ωs實現(xiàn)控制電磁轉(zhuǎn)矩的目的，這就是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本思想。

2.基于異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律

上面粗略地分析了在恒磁通條件下，轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)差頻率近似于正比的關(guān)系。那么，是否轉(zhuǎn)差角頻率ωs越大電磁轉(zhuǎn)矩Te就越大呢？另外，如何維持磁通Φm恒定呢？

以上分析所得的轉(zhuǎn)差頻率控制的基本思想是在ωs很小時轉(zhuǎn)矩近似公式(6-35)的基礎(chǔ)上得到的，當(dāng)ωs較大時，就得采用式(6-34)的精確轉(zhuǎn)矩公式。為了直觀一些，假設(shè)磁通Φm為恒值時，做出轉(zhuǎn)矩特性Te=f(ωs)(即機(jī)械特性)的曲線，如圖6-20所示。圖6-20按恒Φm值控制的Te=f(ωs)機(jī)械特性曲線由圖6-20可知，在ωs較小的穩(wěn)態(tài)運行段上，轉(zhuǎn)矩Te基本上與ωs成正比，但當(dāng)ωs>ωsmax后，電機(jī)轉(zhuǎn)矩反而下降(不穩(wěn)定運行區(qū))。所以，在電機(jī)工作過程中，應(yīng)限制電動機(jī)的轉(zhuǎn)差角頻率ωs<ωsmax。

對(6-34)式求導(dǎo)，令dTe/dωs=0可求得最大轉(zhuǎn)矩Temax與最大轉(zhuǎn)差角頻率

(6-36)

(6-37)式(6-37)和式(6-38)表明：

(1)當(dāng)電機(jī)參數(shù)不變時，Temax僅由磁通Φm決定。

(2)ωsmax與磁通Φm無關(guān)。

(3)在轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)中，只要給ωs限幅，使其限幅值為

(6-38)

即可以基本保持Te與ωs成正比，即用轉(zhuǎn)差頻率控制來代表轉(zhuǎn)矩控制。這是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本規(guī)律之一。上述規(guī)律是在保持Φm恒定的前提下才成立的，于是問題又轉(zhuǎn)化為如何能保持Φm恒定？我們知道，按恒Eg/ω1控制時可保持Φm恒定。由圖6-5等效電路可得：

(6-39)

由上式可見要實現(xiàn)恒Eg/ω1控制，須在U1/ω1=恒值的基礎(chǔ)上再提高電壓U1，以補(bǔ)償定子電流壓降。如果忽略電流相量相位變化的影響，不同定子電流時恒Eg/ω1控制所需的電壓-頻率特性U1=f(ω1,I1)如圖6-21所示。圖6-21不同定子電流時恒控制所需的電壓-頻率特性上述關(guān)系表明，只要U1和ω1及I1的關(guān)系符合圖6-21所示特性，就能保持Eg/ω1恒定，也就是保持Φm恒定。這是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本規(guī)律之二。

由以上分析可知，轉(zhuǎn)差頻率控制的規(guī)律是：

(1)氣隙磁通Φm=恒值時，在ωs≤ωsm的范圍內(nèi)，轉(zhuǎn)矩Te基本上與ωs成正比。

(2)在不同的定子電流值時，按圖6-21的函數(shù)關(guān)系U1=f(ω1,I1)控制定子電壓和頻率，就能保持氣隙磁通Φm

恒定。

3.轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

1)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的特點

實現(xiàn)上述轉(zhuǎn)差頻率控制的轉(zhuǎn)速閉環(huán)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖如圖6-22所示。

由圖6-22可以看出，轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)有以下特點：

(1)采用電流源變頻器，使控制對象具有較好的動態(tài)響應(yīng)，而且便于回饋制動，實現(xiàn)四象限運行。這是提高系統(tǒng)動態(tài)性能的基礎(chǔ)。

(2)和直流電動機(jī)雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)一樣，外環(huán)是轉(zhuǎn)速環(huán)，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR的輸出是轉(zhuǎn)差頻率給定值U*ωs，代表轉(zhuǎn)矩給定。圖6-22轉(zhuǎn)差頻率控制的轉(zhuǎn)速閉環(huán)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖

(3)轉(zhuǎn)差頻率信號分兩路分別作用在可控整流器UR和逆變器CSI上。前者通過I1=f(ωs)函數(shù)發(fā)生器GF，按U*ωs的大小產(chǎn)生相應(yīng)的U*i1信號，再通過電流調(diào)節(jié)器ACR控制定子電流，以保持Φm為恒定。另一路按ωs+ω=ω1的規(guī)律產(chǎn)生對應(yīng)于定子頻率ω1的控制電壓Uω1，決定逆變器的輸出頻率。這樣就形成了在轉(zhuǎn)速外環(huán)內(nèi)的電流頻率協(xié)調(diào)控制。

(4)轉(zhuǎn)速給定信號U*ω反向時，U*ωs、Uω、Uω1都反向。用極性鑒別器DPI判斷Uω1的極性，以決定環(huán)形分配器DRC的輸出相序，而Uω1信號本身則經(jīng)過絕對值變換器GAB決定輸出頻率的大小。這樣就很方便地實現(xiàn)了異步電動機(jī)的可逆運行。

2)轉(zhuǎn)差頻率控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)工作原理

(1)起動過程。起動過程如圖6-23所示。起動過程是一個恒定電流、恒轉(zhuǎn)差角頻率驅(qū)動過程。轉(zhuǎn)速給定信號U*ω由速度給定電位器設(shè)定，作為轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸入信號。在起動瞬間(對應(yīng)于圖6-23中A點)，電動機(jī)的轉(zhuǎn)速ω=0，測速發(fā)電機(jī)TG輸出信號Uω=0，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸入信號最大，其輸出最大達(dá)到限幅值。而轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出信號送給了電流函數(shù)發(fā)生器，所以此時函數(shù)發(fā)生器的輸入達(dá)到最大值，因而其輸出也達(dá)到最大給定值。電流調(diào)節(jié)環(huán)的速度比轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)環(huán)的速度快得多，可以認(rèn)為，轉(zhuǎn)速過渡過程中實際定子電流I1始終處于跟蹤狀態(tài)，而在起動過程中由于電動機(jī)轉(zhuǎn)速還沒有達(dá)到給定值，轉(zhuǎn)速調(diào)

節(jié)器輸出U*ωs不會從限幅值退下來，轉(zhuǎn)差頻率給定值一直保持不變，I1也一直保持不變。因此，可以認(rèn)為起動過程是一個恒定子電流、恒轉(zhuǎn)差頻率驅(qū)動過程。

由前面可知，定子電流I1、轉(zhuǎn)差頻率ωs恒定，則勵磁電流I0也恒定，因此氣隙磁通Φm恒定。圖6-23電動機(jī)起動過程圖6-23中，A對應(yīng)于啟動瞬間。這時電動機(jī)的轉(zhuǎn)速為零(ω=0)，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1=ωs+ω

=ωs，記為ω11，并在圖6-23中畫出了對應(yīng)的機(jī)械特性曲線。如果逆變器輸出頻率保持ω11不變，則電動機(jī)的工作點將沿著這條特性曲線到達(dá)B點。記此時異步電動機(jī)的轉(zhuǎn)速為ω1B，假定控制系統(tǒng)此時對其進(jìn)行采樣，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1為ω1=ωs+ω1B記為ω12，并在圖

6-23中畫出了對應(yīng)的機(jī)械特性曲線。由于電動機(jī)的轉(zhuǎn)速不能突變，因此電動機(jī)的工作點移動到了這條特性曲線上的C點，C點對應(yīng)的轉(zhuǎn)速仍然為ω1B。如果逆變器輸出頻率保持ω12不變，則電動機(jī)的工作點將沿這條特性曲線移動到達(dá)D點。按以上的分析方法做下去，可知異步電動機(jī)的工作點將沿著A→B→C→D→…的連線趨向于ACEG…這條直線。而這條直線說明在異步電動機(jī)啟動過程中，電磁轉(zhuǎn)矩保持不變。這一結(jié)論連同上面的分析說明了起動過程中的定子電流I1、轉(zhuǎn)差角頻率ωs、氣隙磁通Φm恒定。

(2)負(fù)載變化。負(fù)載變化過程如圖6-24所示。負(fù)載變化時，若轉(zhuǎn)速給定信號為U*ω，電動機(jī)工作點為N。當(dāng)負(fù)載從TLI增加為TL2時，電動機(jī)的轉(zhuǎn)速ω將逐漸降低，測速發(fā)電機(jī)輸出信號Uω減小，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器輸出U*ωs增大，由ωs+ω

=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1由于U*ωs的增大而增大，控制電壓Uω1增大，決定了逆變器的輸出頻率增加，電動機(jī)的機(jī)械特性曲線上移。最終電動機(jī)將在新的工作點N′處穩(wěn)定工作。圖6-24負(fù)載變化過程

(3)調(diào)速過程。如果TL=TL1不改變，但轉(zhuǎn)速給定信號從U*ω1增大到U*ω2，速度調(diào)節(jié)器的輸入為正值，其輸出U*ωs將增大，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1由于U*ωs的增大而增大，控制電壓Uω1增大，決定了逆變器的輸出頻率增加，電動機(jī)的機(jī)械特性曲線上移。如在圖6-25中，當(dāng)U*ωs增大時，電動機(jī)的工作點將瞬時地從N1點轉(zhuǎn)移到ω12′對應(yīng)的特性曲線上的A點。在A點電磁轉(zhuǎn)矩Te>TL1，因而電動機(jī)將加速，轉(zhuǎn)矩上升，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1由于U*ωs的增大而增大，逆變器的輸出頻率增加，電動機(jī)的機(jī)械特性曲線上移。只要ω<ω′，定子頻率ω1將不斷增大，電動機(jī)的工作點將沿著圖中A到N2曲線運動。到了N2點時，電動機(jī)的轉(zhuǎn)速ω=ω′，電磁轉(zhuǎn)矩TL=TL1，電動機(jī)將在N2點上穩(wěn)定運行。這就完成了電動機(jī)的加速過程。同理，可以分析電動機(jī)的減速過程。圖6-25電動機(jī)調(diào)速過程

(4)電動機(jī)反轉(zhuǎn)。當(dāng)轉(zhuǎn)速給定信號反向時，速度調(diào)節(jié)器輸出負(fù)限幅值，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1

由于U*ωs的變負(fù)而減小，逆變器的輸出頻率降低，電動機(jī)的機(jī)械特性曲線下移，電動機(jī)以最大制動力矩減速為零。當(dāng)轉(zhuǎn)速接近零，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1由正值變負(fù)時，通過相序鑒別器，使環(huán)形分配器的相序改變，電動機(jī)反轉(zhuǎn)運行。轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的交流變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)基本上具備了直流電動機(jī)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的優(yōu)點，具有較好的靜、動態(tài)性能，是一個比較優(yōu)越的控制策略，結(jié)構(gòu)也不算復(fù)雜，然而，它的靜、動態(tài)性能還不能完全達(dá)到直流雙閉環(huán)系統(tǒng)的水平，存在差距的原因有以下幾個方面：

①在分析轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律時，是從異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)等效電路和穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩公式出發(fā)的，因此所得到的“保持氣隙磁通Φm恒定”的結(jié)論也只在穩(wěn)態(tài)情況下才能成立。在動態(tài)中Φm如何變化還沒有深入研究，但肯定不會恒定，這必然會影響系統(tǒng)的實際動態(tài)性能。②電流調(diào)節(jié)器只控制了定子電流的幅值，并沒有控制電流的相位。在直流電動機(jī)中由于存在機(jī)械換向器和電刷結(jié)構(gòu)，定子電流所產(chǎn)生的磁場與勵磁場無論穩(wěn)態(tài)或暫態(tài)都是自然正交的，但在異步電動機(jī)中建立磁場的電流和產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的電流都是定子電流。因此，為了改進(jìn)電動機(jī)的動態(tài)轉(zhuǎn)矩特性，在動態(tài)過程中不僅要控制定子電流的幅值，而且要控制其相位，才能獲得優(yōu)良的動態(tài)特性。具體做法是在控制系統(tǒng)中引入適當(dāng)?shù)南辔恍Ｕh(huán)節(jié)。

③函數(shù)是非線性的，采用模擬運算放大器做成的函數(shù)發(fā)生器存在一定的誤差，因為它是按分段線性化的方法來實現(xiàn)的。④在頻率控制環(huán)節(jié)中，由ωs+ω=ω1決定的對應(yīng)于定子頻率的ω1得以與轉(zhuǎn)速ω同步升降，這本是轉(zhuǎn)差頻率控制的優(yōu)點。但是，目前的控制系統(tǒng)中ω大多是靠測速發(fā)電機(jī)進(jìn)行檢測的，其檢測誤差一般都有1%，由此引起的轉(zhuǎn)差頻率誤差將達(dá)20%，這使系統(tǒng)的動態(tài)特性偏離理想情況。采用數(shù)字方法檢測轉(zhuǎn)速可改善控制特性。

6.4轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速

系統(tǒng)的MATLAB仿真

恒壓頻比變頻調(diào)速系統(tǒng)的基本原理如圖6-26所示，系統(tǒng)由升降速時間設(shè)定、U/f曲線、SPWM調(diào)制和驅(qū)動等環(huán)節(jié)組成。圖6-26恒壓頻比變頻調(diào)速系統(tǒng)基本原理給定積分GI分支模塊的構(gòu)成如圖6-27所示，其中放大器(Gain)的作用是使積分時間常數(shù)不受放大器輸入偏差大小的影響，所以放大倍數(shù)可以取大一些，本仿真實驗中放大倍數(shù)取為104。限幅器(Saturaction)用于設(shè)定積分時間常數(shù)，調(diào)節(jié)限幅器的上下限可以調(diào)節(jié)給定積分器輸出曲線的上升斜率?？傊?，升降速時間設(shè)定用來限制電動機(jī)的升頻速度，避免轉(zhuǎn)速上升過快而造成電流和轉(zhuǎn)矩的沖擊，起軟起動控制的作用；U/f曲線用來根據(jù)頻率確定相應(yīng)的電壓，以保持壓頻比不變(U/f＝常數(shù))，并在低頻時進(jìn)行適當(dāng)?shù)碾妷貉a(bǔ)償；SPWM調(diào)制和驅(qū)動環(huán)節(jié)將根據(jù)頻率和電壓要求產(chǎn)生按正弦脈寬調(diào)制的驅(qū)動信號，控制逆變器以實現(xiàn)電動機(jī)的變壓變頻調(diào)速。圖6-27給定積分GI分支模塊

1.系統(tǒng)的建模和模型參數(shù)設(shè)置

1)主電路的建模和參數(shù)設(shè)置

轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)的仿真模型如圖6-28所示。其主電路主要由直流電壓源、壓頻信號發(fā)生器(VFsignals)、離散三相PWM發(fā)生器、IGBT逆變橋、負(fù)載、電動機(jī)等部分組成。各主要模塊提取路徑見表6-1所示。這里主要討論離散三相SPWM發(fā)生器、IGBT、負(fù)載等模塊的仿真建模和參數(shù)設(shè)置方法，異步電動機(jī)模塊的建模和參數(shù)設(shè)置與第五章中的相同，此處不再贅述。圖6-28轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)的仿真模型

(1)VFsignals模塊建模和參數(shù)設(shè)置。VFsignals模塊用于根據(jù)給定頻率產(chǎn)生三相調(diào)制信號，輸送給離散三相SPWM發(fā)生器以產(chǎn)生逆變橋驅(qū)動脈沖，其主要包括給定積分以及U/f曲線兩個組成部分，仿真模型如圖6-29所示。圖6-29

VFsignals模塊的仿真模型其中給定積分器的模型如圖6-27所示，設(shè)定恰當(dāng)?shù)姆e分時間常數(shù)可以控制頻率上升的速度，從而設(shè)定電動機(jī)的啟動時間。在給定積分器的后面插入了一個取整環(huán)節(jié)(integer)，使頻率為整數(shù)。V-F(見圖6-29)曲線(即圖6-30中的U/f曲線)由函數(shù)發(fā)生器Fcn產(chǎn)生，根據(jù)頻率確定相應(yīng)的電壓值，其函數(shù)表達(dá)式為

(6-40)圖6-30

U/f曲線式中，UN為電動機(jī)額定電壓，fN為電動機(jī)額定頻率，U0為初始電壓補(bǔ)償值。電壓U、頻率f、時間t經(jīng)匯總為一維矢量

x=［u(1),u(2),u(3)］，其中的u(1)、u(2)、u(3)依次表示電壓、頻率和時間。函數(shù)模塊ua、ub、uc分別用于產(chǎn)生三相調(diào)制信號ua、ub、uc，即

(6-41)根據(jù)上述產(chǎn)生的三相調(diào)制信號，由SPWM發(fā)生器產(chǎn)生逆變橋驅(qū)動脈沖，經(jīng)逆變橋得到頻率和幅值可調(diào)的三相電壓，使交流電動機(jī)按給定要求啟動和運行。

(2)IGBT逆變橋參數(shù)設(shè)置。橋臂數(shù)目為3；A、B、C為輸出端；緩沖阻抗Rs=1000kΩ；緩沖電容Cs為無窮大(inf)；內(nèi)部阻抗Ron=0.0001Ω；正向壓降［1,1］。

(3)負(fù)載參數(shù)設(shè)置。為了使建模電路能更好地反映電網(wǎng)或工作中實際的電路，本仿真模型中采用了線性變壓器和功率負(fù)載加以模擬，其參數(shù)設(shè)置如圖6-31(a)、(b)所示。圖6-31負(fù)載參數(shù)設(shè)置

2)控制電路的建模和參數(shù)設(shè)置

轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)的控制電路主要采用SPWM脈寬調(diào)制控制。該仿真模塊的參數(shù)設(shè)置如下：類型(Type)為3level;操作模式(ModeofOperation)為Synchronized；開關(guān)頻率(SwitchingRatio)為18Hz；采樣時間(SampleTime)為5μs。

單擊“SimulationParameters”菜單命令后，得到仿真參數(shù)設(shè)置對話框，選擇算法為ode23tb；“StartTime”設(shè)為0.0，“StopTime”設(shè)為5.0；仿真精度設(shè)為1e-3。模型中的其他參數(shù)設(shè)定見表6-2所示。

2.系統(tǒng)的仿真、仿真結(jié)果的輸出及分析

當(dāng)建模和參數(shù)設(shè)置完成后，即可進(jìn)行仿真。單擊“示波器”命令后，通過示波器模塊觀察仿真輸出圖形。在給定頻率為50Hz，仿真時間為5s的情況下，仿真結(jié)果如圖6-32

所示。其中圖6-32(a)所示為交流異步電動機(jī)輸出定子電壓ia變化曲線，圖6-32(b)所示為轉(zhuǎn)矩變化曲線，圖6-32(c)為三相SPWM變頻器單相、三相電壓輸出波形以及三相線性變壓器A2和B2之間的線電壓變化曲線。從圖中可以看出起動過程中轉(zhuǎn)矩的波動很大。圖6-32轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)仿真結(jié)果為分析轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生較大波動的原因，將起動過程中一段(3~4s)的電壓、轉(zhuǎn)矩等波形展開如圖6-33所示。從三相線性變壓器輸出電壓的波形(