輔助電源設計計算書

PAGE通用設計規(guī)范規(guī)范編碼：版本：V1.0密級：ENP研發(fā)部執(zhí)筆人：頁數(shù)：一次電源模塊輔助電源設計計算書模板

目錄TOC\o"1-3"\h\z目錄 3前言 61.目的 73.專用術語 74.引用/參考標準 75.一次電源輔助電源設計計算書模板 85.1一次電源輔助電源基本設計流程 85.2輔助電源規(guī)格書 95.3設計計算的輸入輸出條件 95.4EMC電路的設計 95.5輸入過欠壓電路和啟動電路設計 115.5.1輸入欠壓電路設計 115.5.2啟動電路設計 135.6PWM芯片外圍電路的設計 135.6.1PWM的外圍振蕩電路設計 135.6.2PWM芯片的電源和基準源去耦電路設計 145.6.3PWM芯片的軟啟動電路設計 155.6.4PWM芯片的斜波補償電路設計 155.6.5PWM芯片的輸出驅(qū)動及電流取樣電路設計 165.7輔助電源變壓器設計 175.7.1DCM模式變壓器設計 175.7.2CCM模式 185.8環(huán)路設計 205.8.1隔離控制型電路的環(huán)路設計 205.8.2不隔離控制型電路環(huán)路的設計 245.8.3其它影響環(huán)路的因素 255.9功率器件的設計 255.9.1選取MOSFET 255.9.2副邊整流二極管選取 265.10輸出電路的設計 275.10.1輸出電解電容的選取 275.10.2輸出瓷介或其它電容的選取 285.10.3濾波電路 285.10.4輸出二次穩(wěn)壓 295.11吸收電路及其它特殊要求電路的設計 305.11.1開關管吸收電路的設計 305.11.2整流二極管尖峰吸收電路的設計 315.11.3光耦的設計 315.11.4基準源431的設計 335.12安規(guī)設計 345.12.1安規(guī)等級的確定 345.12.2安規(guī)器件 345.12.3安規(guī)要求的電應力和熱應力 355.12.4其它安規(guī)要求 355.13測試驗證 355.14結(jié)束 36PAGE321.目的本模板是為了規(guī)范一次電源模塊輔助電源的設計計算，包括輔助電源變壓器的計算、環(huán)路的計算和部分功率器件的計算，規(guī)定輔助電源電路主要部分的設計方法、基本原則和流程。2.適用范圍3.專用術語輔助電源：本模塊所指輔助電源包含一次電源的整流模塊輔助電源、監(jiān)控模塊輔助電源、其它一次電源產(chǎn)品模塊的輔助電源。單端反激：本設計模板是針對單端反激型電路拓樸進行的。

5.一次電源輔助電源設計計算書模板 本模板僅作為一次電源輔助電源設計計算時參考模板。根據(jù)輸入輸出溫度等條件，確定最大輸入輸出功率、拓樸、工作模式、開關頻率、最大占空比、PWM芯片輸入濾波網(wǎng)絡設計，關鍵點EMC的設計與處理關鍵點EMC的設計與處理是，但主輸入已有濾波網(wǎng)絡是，且為單獨輸入否輸入過欠壓保護電路（規(guī)格書有要求時）和啟動電路的設計PWM芯片外圍電路的設計根據(jù)輸入輸出溫度等條件，確定最大輸入輸出功率、拓樸、工作模式、開關頻率、最大占空比、PWM芯片輸入濾波網(wǎng)絡設計，關鍵點EMC的設計與處理關鍵點EMC的設計與處理是，但主輸入已有濾波網(wǎng)絡是，且為單獨輸入否輸入過欠壓保護電路（規(guī)格書有要求時）和啟動電路的設計PWM芯片外圍電路的設計輔助電源變壓器的設計環(huán)路的設計功率器件的設計與選取輸出電路的設計吸收電路及其它特殊要求電路的設計可解決不可解決測試驗證結(jié)束不合格合格對EMC要求輔助電源規(guī)格書安規(guī)的設計 5.2輔助電源規(guī)格書在進行輔助電源設計之前,必須有按照<一次電源輔助電源規(guī)格書模板>要求和基本格式完成的并經(jīng)過需求方、設計方和其它相關人員評審通過的相應輔助電源的規(guī)格書。 5.3設計計算的輸入輸出條件 根據(jù)輔助電源規(guī)格書要求，確定以下設計計算必須的條件：輸入電壓范圍，是否需要輸入過欠壓保護。輸出路數(shù)、各路電壓整定值及其波動范圍、各路輸出額定電流及最小固定負載。輔助電源工作的環(huán)境條件（主要為工作溫度范圍）。是否規(guī)定了輔助電源開關頻率。對輔助電源的成本和面積（體積）要求。根據(jù)上述已知條件，進行如下工作和計算：拓樸選取。在一次電源輔助電源中，根據(jù)簡單可靠、低成本、電路成熟度等方面考慮，建議選取反激式電路拓樸。在確定選取反激式電路拓樸后，根據(jù)輸入電壓范圍、輸出功率大小、面積（體積）要求、工作溫度范圍、成本等因素綜合考慮，選取采用斷續(xù)工作模式還是連續(xù)工作模式；選取PWM芯片；如未給出開關頻率的，要確定開關頻率；同時根據(jù)所選取的PWM芯片、電路工作模式和需求確定最大占空比。輸入輸出功率計算。估算電路效率，一般來講，反激式電路拓樸的效率為η=65%~70%左右。計算輔助電源的輸出總功率：輸出總功率為各路輸出功率總和加上輔助電源自身饋電支路的功率。輸入功率的計算：PIN=PO/η（當各路輸出（主路除外）均有二次穩(wěn)壓電路時，建議η取65%，一般情況下，可取η=70%。） 5.4EMC電路的設計對于輔助電源來講，EMC也是其重要的組成部分，特別是像監(jiān)控輔助電源是單獨輸入的，就必須有完整的EMC輸入濾波網(wǎng)絡；對于有輸出外接的或間接外接可能對EMC造成影響的相應路輸出，也應有一定的EMC網(wǎng)絡對輸出進行處理。而對于AC/DC或DC/DC模塊，因其輔助電源輸入點一般均接在主電路的輸入EMC濾波網(wǎng)絡之后，故不用單獨為輔助電源進行輸入EMC濾波網(wǎng)絡設計，只需對電路關鍵點進行處理，同時對有EMC要求的特殊輸出路進行處理就可。對于單獨輸入的輔助電源，針對ESD、SURGE、EFT要求，應在輸入端口處應設計一放電電阻和電解電容，放電電阻設計時應注意對應電阻型號所能承受的最大電壓、瞬時功率及放電速率能否滿足要求。電容電解主要是針對SURGE和EFT設計，從目前監(jiān)控EMC實際試驗結(jié)果來看，1KV及以內(nèi)的SURGE采用相應電壓檔的22uF或47uF的電解電容就能承受住。采用瞬態(tài)抑制二極管或壓敏電阻方式也可以防一定水平的SURGE，但其性價比及可靠性遠不及電解電容。對于傳導和輻射，其濾波網(wǎng)絡采用典型的輸入濾波網(wǎng)絡（如下圖所示）進行處理，對于要求過（IEC55022）CLASSB級，一般要有二級或更多級的濾波網(wǎng)絡，PGNDC1PGNDC1C2C3L1C4C5C6L2C7C8C9L3C10IN+IN-OUT+OUT-由于目前以我們的技術水平，無法在測試前就能預知噪聲源的位置、噪聲源的大小、傳播途徑等關鍵因素，故只能根據(jù)理論設計（包括仿真）和以往的經(jīng)驗相結(jié)合先大致設計一個相當?shù)臑V波網(wǎng)絡，然后根據(jù)實際情況進行參數(shù)調(diào)整和器件增減，在設計和調(diào)試中，對于電感和電容的選取，要注意幾個關鍵因素：所選磁芯（或磁環(huán)）的材料對應的頻率特性，其組合的頻率特性應能覆蓋所需處理的整個頻率段；所選的兩級濾波電路的電感量應不同，兩個共模電感的阻抗頻率特性中低阻抗段應互相錯開，并要避開干擾較大的頻率段，差模電感的頻率特性要針對實際差模干擾情況進行設計（如果在實際測試中差模成分不大，可將差模電感省去）；注意不同X電容和Y電容的頻率特性，在實際設計和調(diào)試中，注意X電容和Y電容的搭配形式，一般情況下端口處的X電容和Y電容要小于其前級的X電容和Y電容，但在實際調(diào)試中得出的經(jīng)驗是端口處的X電容和Y電容并非越小越好；在具體設計和調(diào)試過程中，可參照《一次電源EMI設計規(guī)范》，設計和調(diào)試最終目的以能滿足EMC要求但同時要取得最高性價比為好。同樣，對于關鍵點的EMC設計，可參照《一次電源EMI設計規(guī)范》中相關內(nèi)容進行設計和處理，需要強調(diào)的幾點如下：變壓器原副邊要加屏蔽層，屏蔽層一般情況下接輸入母線負；輸入母線負靠高頻開關功率管處、輸出負等關鍵點與機殼地（大地間）要加Y電容；其它關鍵點處理，如功率管的尖峰吸收，MOSFET的驅(qū)動設計要合理等。接地點的設計和選??；布局要合理，如去耦電容要先靠近騷擾源；芯片的去耦電容要靠近電源管腳；不同電源的地在鋪地時要互相有隔離帶，不能有交疊；開關管的驅(qū)動部分離開關管不能太遠；等等。走線要規(guī)范合理，如電源線（含輸入和各輸出電源）正負走線盡量采用耦合走線方式，使其形成的閉合區(qū)間最??；信號線特別是經(jīng)過其它干擾區(qū)域的信號線建議也應采用耦合走線方式。在實際測試調(diào)試中，先斷開輔助電源后級的各種應用電路，然后按輔助電源的各路輸出正常工作電流、最小工作電流和最大工作電流接入相應的電阻負載，分別進行測試或調(diào)試，其傳導、輻射、快速瞬變脈沖、靜電、surge、輸入電壓跌落暫降跳變等EMC指標均應合格。EMC濾波電感的設計除了電感量以外，還要考慮磁芯（磁環(huán)）的材質(zhì)、尺寸、電流大小、繞線工藝等。對于磁芯（環(huán)）的材質(zhì)，主要考慮干擾的頻率特性，中低頻段干擾較大時可選用錳鋅材料的磁芯（環(huán)），如果中高頻段干擾較大時，建議選用鎳鋅材料的磁芯（環(huán)）；電感線徑的大小由輸入最大電流和啟動沖擊電流決定，最大電流密率建議在5~10A/mm2(（直流或工頻情況下），磁芯（環(huán)）的大小除由電感量（匝數(shù)）和導線線徑?jīng)Q定外，還與磁芯（環(huán)）頻率吸收特性有關（影響熱），磁芯（環(huán)）太小可能導致過熱，太大會造成成本及體積的浪費。繞線工藝對于差模電感按常規(guī)工藝進行就可以，對于共模電感，兩個繞組在磁芯（環(huán)）兩邊應對稱排列，繞線方式和出線方式應保持一致，兩繞組還應要有一定的隔離帶，不能有交叉部分。5.5輸入過欠壓電路和啟動電路設計5.5.1輸入欠壓電路設計一般情況下，輔助電源均無輸入過欠壓保護要求，但對于輸入范圍較寬的輔助電源，在主設備或主電路已處于欠壓保護狀態(tài)，此時輔助電源可以不工作或沒有必要工作的前提下，由于輔助電源無自身欠壓保護能力而一直在繼續(xù)工作時，為防止在輸入電壓較低時輔助電源輸入部分電流應力過大而損壞器件或造成器件降額不足，可以增加一簡單的輸入欠壓保護電路，具體見下圖所示。而對于規(guī)格書中有明確規(guī)定要有輸入過欠壓保護電路的，則可參照整流模塊的過欠壓電路進行設計，過欠壓保護點必須滿足規(guī)格書要求且必須有回差保護。 計算過程： D1穩(wěn)壓值可根據(jù)《一次電源輔助電源規(guī)格書模板》推薦的欠壓點進行選取。實際工作時欠壓動作點電壓為Vd1+Id1*R2。 由于這種欠壓保護電路欠壓點波動范圍與穩(wěn)壓管范圍直接相關，選取穩(wěn)壓管要考慮范圍是否滿足要求。另外這種欠壓保護是無回差保護，欠壓點應該是系統(tǒng)正常工作不太可能遇到的，否則可能會產(chǎn)生反復開關機現(xiàn)象（如：接了電池時的欠壓）。R2可下面過程進行設計：（Id1min可在器件資料中查看。Vd1max為某種型號穩(wěn)壓管穩(wěn)壓范圍上限值，可在器件資料中查到。） （Izmd1可在器件資料中查看。Vd1min為某種型號穩(wěn)壓管穩(wěn)范圍下限值，可在器件資料中查到。） 根據(jù)上述公式可確定出R2值范圍，根據(jù)常規(guī)電阻取值初步確定R2取值，再根據(jù)R2可能產(chǎn)生的最大功耗及單個電阻所能承受的最大電壓確定R2的功率等級及是否要多個電阻串并聯(lián)。 （PR2為R2電阻的功率，η為電阻工作時表面最高溫度下電阻的降額等級，注意環(huán)境溫度越高，電阻降額要求越大。）電阻功率計算與選取，按照電阻工作時表面最大溫度（特別是電阻表面最大工作溫度可能超過70℃及以上時）與所選型號電阻功率降額關系曲線進行設計，根據(jù)公司降額要求，還應放一定的降額裕量（注：所有后面的電阻功率選取與此相同，不一一表明）。穩(wěn)壓管的功耗按下式計算：（Vd1max為d1范圍上限值。Ptotd1為某種型號穩(wěn)壓管最高工作溫度時的允許功耗，可在器件資料中查到。）為不影響欠壓保護點，在選取R3時應注意R3>>R2，同時為保證穩(wěn)壓管漏電流在R3上產(chǎn)生的電壓不導致Q1誤導通，要求： IRd1*R3<VBE(sat)minQ1 PR3=VBE(sat)max2/R3 Q1、Q2可選取普通的NPN三極管，耐壓應大于最大的輸入欠壓點，并要滿足相關降額要求。R1的選?。?min*IbQ1min*R1>=Vdcmin-VceQ1min(?min、IbQ1min、VceQ1min可在三極管器件手冊中查找到)。5.5.2啟動電路設計 常用的啟動電路如下圖所示：圖中R4根據(jù)最低輸入電壓Vdcmin、芯片的最高啟動電壓Vccstmax和控制芯片的最大啟動電流Iccstmax設計：R4＜(Vdcmin-Vccstmax)/Iccstmax并注意Vdcmin是指能加到R4的電壓，小于要求的輸入電壓值。最高啟動電壓和最大啟動電流應按同編碼下不同器件中最大的來設計。一般情況下,對于芯片的最大啟動電流要放一定裕量,因部分器件手冊中給定的最大啟動電流并非真正意義上啟動可能產(chǎn)生的最大電流,而是在一定的條件下的最大啟動電流,故設計時要放一定的裕量,建議設計時Iccstmax裕量應大于150%以上，即：R4≤(Vdcmin-Vccstmax)/（150%*Iccstmax）對于R4電阻功率選取，按照下式計算，并根據(jù)電阻工作時表面最大溫度與一定的電阻功率降額關系曲線進行選?。篜R4>(Vdcmax-Vccmin)2/R4注意：在開機啟動時，Vcc接近于零，此時，電阻功耗最大，但時間延續(xù)長度為啟動時間。另當電路出現(xiàn)故障，反復開關機時，電阻功耗也比正常時大，此時是否要讓電阻損壞應看需求，例如安規(guī)試驗時電阻早點損壞反有利于保護后級其它電路。5.6PWM芯片外圍電路的設計5.6.1PWM的外圍振蕩電路設計先確定Ct后確定Rt。Ct值同時會影響最大占空比。另外，Ct過小易受干擾，不應小于1000P，通常應設計在2200P到4700P，最大占空比滿足要求時選較大的電容。同時，Ct容值的變化會影響振蕩頻率，應采用精度不低于5%的電容，考慮溫度特性，應選用NP0材質(zhì)的電容為佳。電阻Rt應滿足降額，精度達到1%即可。以MIC38C43為例，當fs=200KHz時，經(jīng)查下圖所示曲線圖資料，可取Ct＝1800~6000pF，電阻Rt范圍則為1k~4k，假如取CT=3300pF，通過公式：根據(jù)電阻阻值規(guī)律，就近取Rt=2.7k。同時由于VREF最大為5.1V,故電阻Rt的最大功率為VREF2/Rt=0.00964W,對于1/16W及其以上功率等級的電阻均可適用，貼片封裝可取0603，由于CT上的電壓不會超過基準電壓，取耐壓為10V以上精度為5%的NPO的電容即可。5.6.2PWM芯片的電源和基準源去耦電路設計基準源必須有去耦電容。去耦電容不可選取過大，否則會使5V基準的上升有過沖，且上升時間較長，VREF建立時間太慢，影響啟動，影響振蕩電路等一些使用5V基準的功能電路正常工作，推薦選取≤1uF，具體容值可根據(jù)具體電路來設計。如去耦電容太小，則起不了去耦作用。推薦使用0.1uF的電容，不能大于1uF。電源去耦VCC上除了接較大容量的電解電容外，還需有高頻去耦電容。一般采用0.1UF－1UF的電容。對于電源端的電解電容，一方面是對饋電支路起正常的平滑濾波作用，另一方面在芯片電源電壓超過Vccst起機后到饋電支路電壓上升到當時的Vcc加上二極管壓降Vd1這段時間內(nèi)補充啟動所需的部分能量，使Vcc不致被下拉至關斷電壓而產(chǎn)生反復開關機故障。電解電容的容量基于上述兩個要求來設計，主要是由啟動部分所決定。同時由于在低溫時電解電容容量變化較大，必須能過實際測試確定電解電容容量在低溫環(huán)境下各種負載情況和全輸入電壓范圍內(nèi)輔助電源均能夠正常啟動，即在低溫環(huán)境下電解電容的最小容量應大于低溫正常啟動所需的電容容量并有一定的裕量。5.6.3PWM芯片的軟啟動電路設計軟啟動電路的作用是使輸出脈寬逐步增加，避免對開關管、變壓器有過大的沖擊。當軟啟動的時間確定時,由于R3的作用是維持啟動后C3上的高電壓，通常取100K，充電電流主要來自芯片1腳，來自R3的充電電流可忽略，電容容值可近似按下式計算：C=Icomp*Tsst/(Vcomp-Vd2)Tsst為所希望的開機后PWM芯片脈沖限制延時時間。Icomp電流對C3充電，當C3上電壓加上二極管D2上的壓降使芯片內(nèi)部誤差放大器輸出電壓足夠使芯片有脈寬輸出，隨著C3電壓增加脈寬逐步加大，直至電路正常工作。當PIN1還連接其它電路時，還要考慮這些電路的分流作用。由于一般情況下時間較難確定，故通常C3取0.1UF。D1、D2電壓電流均很小，用普通的二極管即可。5.6.4PWM芯片的斜波補償電路設計當占空比＞50%時，應考慮使用斜波補償使電流環(huán)穩(wěn)定。根據(jù)二次電源的應用情況，推薦使用圖4所示的斜波補償電路。Q1使用高頻小功率三極管，根據(jù)我司的器件平臺，可選擇2N4401。R2是射隨電阻，確定三極管的偏置，通常取220歐。C2用于高頻耦合，使交流信號加到PIN3，一般可取1nF至0.01UF。R1與PIN3的采樣電阻確定補償?shù)纳疃?。補償深度取決于采樣到的電感電流的變化率。也可以不接C2，形成直流補償。使用直流補償時，應注意可能對峰值限流點有較大影響，特別是在要求低溫較低的環(huán)境溫度時當溫度最低、輸入電壓最小、輸出功率最大的情況下輔助電源能否正常工作，輸出是否進行限流態(tài)。5.6.5PWM芯片的輸出驅(qū)動及電流取樣電路設計電流取樣電路推薦使用以下兩種：當輔助電源功率較小時，可采用上圖中（b）所示的電阻直接取樣電路，一般情況下芯片的Isen限流電壓有±10%的誤差，按其下限來設計：Ipkmax*R7≤Visen=0.9PR7>Irmsmax2*R7其中Ipkmax為流過變壓器原邊的最大峰值電流，Irmsmax為流過變壓器原邊的最大有效值電流，在設計變壓器時，可計算出這兩個值。R7取值時就考慮電阻自身的誤差及一定的限流裕量，其功率在最惡劣條件下應有一定的降額裕量。R8和C6主要起濾波作用，這兩個濾波參數(shù)組成有時間常應遠小于開關頻率，C6取值應適中，既要濾除雜波，又不能使取樣電流波形變異，一般可使用幾百至幾千皮法的電容，具體參數(shù)由調(diào)試確定，C6確定后，R8可使用幾百至幾千歐電阻，其功率由Visenmax2/R8確定，典型取值按C6和R8的時間常數(shù)為開關周期的1/5~1/15來取。當輔助電源功率較大時，可采用上圖中（c）所示的電流互感器取樣電路，電流互感器推薦采用1：100的互感器，互感器原邊線徑根據(jù)變壓器原邊最大有效值電流和互感器原邊電流密度取值（取值時應考慮開關頻率大小產(chǎn)生趨膚效應的影響）來確定，副邊線徑為副邊最大有效值電流有關。一般情況下可采用公司現(xiàn)有器件平臺上現(xiàn)成有規(guī)格相當?shù)幕ジ衅?。D5應采用開關二極管。R9為幾百至幾K的電阻，通常為1k。C6和R8取值同前面一樣。芯片的輸出電路即為MOS柵極驅(qū)動電路，柵極必須串聯(lián)一電阻（如圖所示R5），阻值幾歐到幾十歐。電阻功率與所選MOSFET的柵源極結(jié)電容容量有關，可近似按fs*Cgs*Vcc2來計算，Cgs的大小可從器件手冊中查到，開通和關斷時容量不一樣，可取其大者進行計算。MOS管柵漏極須并聯(lián)一電阻（如圖所示R4），阻值幾千歐到幾十千歐；電阻功耗按Dmax*Vcc2/R4來近似計算。5.7輔助電源變壓器設計由于一次電源輔助電源電路拓樸一般情況下推薦使用單端反激式電路，其電源變壓器一般分為DCM和CCM兩模式，在設計變壓器之前必須確定電路工作模式。5.7.1DCM模式變壓器設計當確定選用DCM模式后根據(jù)已確定的開關頻率、最大占空比、輸入輸出功率等來選取磁芯：(J為電流密度，注意單位為A/cm2,Kc為窗口系數(shù)，多路輸出時插件變壓器一般不超過0.25，貼裝變壓器一般不超過0.15)。按磁路面積Ae和窗口面積Ac乘積（注意單位為厘米。）大于Ap來選擇磁芯尺寸。磁芯材質(zhì)按開關頻率大小來確定，通常用PC40或相當材質(zhì)的磁芯；選取時注意磁芯材質(zhì)的Bs和Br（特別是高溫時Bs和Br）。的選取按<Bs-Br且原則來確定。計算原邊匝數(shù)Np.計算原邊峰值電流：根據(jù)以下兩公式：可得出.和.確定氣隙長度：.再根據(jù)各副邊最大電壓計算副邊匝數(shù)：.副邊電壓Vsi應包含整流二極管導通壓降，帶三端穩(wěn)壓器的還應考慮三端穩(wěn)壓器所需的穩(wěn)壓壓降。計算原邊電流有效值：副邊電流有效值：.根據(jù)電流有效值和工作溫度范圍選取各種導線規(guī)格：所需導線面積：（J為所選的電流密度，要根據(jù)最高工作環(huán)境溫度和開關頻率來確定）根據(jù)所需導線面積和趨膚效應來確定是選用單根導線還是多股并繞。5.7.2CCM模式 磁芯選擇與DCM模式相同。變壓器設計：設峰值電流為Ipk，剛開通時電流為k×Ipk，；根據(jù)所選取的磁芯確定磁路面積Ae、窗口面積Ac和工作最大磁感應強度.計算原邊匝數(shù)：副邊繞組計算：副邊電壓Vsi應包含整流二極管導通壓降，帶三端穩(wěn)壓器的還應考慮三端穩(wěn)壓器所需的穩(wěn)壓壓降。 C、線規(guī)計算：原邊電流計算： 副邊繞組電流計算：根據(jù)電流有效值和工作溫度范圍選取各種導線規(guī)格：所需導線面積：（J為所選的電流密度，要根據(jù)最高工作環(huán)境溫度和開關頻率來確定）根據(jù)所需導線面積和趨膚效應來確定是選用單根導線還是多股并繞。校驗變壓器是否飽和：計算變壓器的氣隙長度：按最大電流有效值計算直流磁感應強度：確認最大可能磁感應強度是否有足夠裕量。 5.8環(huán)路設計 5.8.1隔離控制型電路的環(huán)路設計 典型電路如下： 環(huán)路設計決定了系統(tǒng)穩(wěn)定性（相位裕量和增益裕量）、開機過沖和動態(tài)響應等關鍵指標，是輔助電源設計計算的重要組成部分。下面主要介紹對于帶431基準、原副邊隔離的反激型電路的環(huán)路設計，因其為電流型控制電路，它的環(huán)路主要由四部分組成：反饋網(wǎng)絡H（S）、輸出濾波環(huán)節(jié)G1（S）、PWM電路環(huán)節(jié)G2（S）和誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S），它們關系如下圖： G3G3（S）G2(S)G1(S)H(S)VREFΣVOUTVINERRORAMPPWMCIRCUITFILTER 反饋網(wǎng)絡H（S）：H(S)主要由取樣分壓電阻確定，只與增益有關，與相位無關。 輸出濾波環(huán)節(jié)G1（S）： 產(chǎn)生零極點各一個： 一般情況下，大致為幾HZ到幾百HZ，為幾百HZ到幾KHZ。 其產(chǎn)生的增益和相位波特圖如下所示： 0oPHASE0oPHASE-90oGAIN20LOGRO PWM電路環(huán)節(jié)G2（S）： PWM電路環(huán)節(jié)主要與光耦、變壓器、光耦原邊限流電阻、電流取樣電阻、PWM脈寬調(diào)制器、變壓器輸出路方式等因素有關，其具體推導過程可參考相關電路建模分析和PWM脈寬調(diào)制器相關應用環(huán)節(jié)，在這里直接導出其結(jié)論： 式中，K為輔路輸出負載大小通過對原邊電流影響進而對主路輸出電流變化量的影響大小的修正系數(shù)，具體影響大小目前還不能確定；N為變壓器原副邊匝比；RSENSE為原邊電流取樣電阻；RLIMIT為光耦原邊串聯(lián)的限流電阻；CTR為光耦原副邊電流傳輸比；RCOMP為PWM脈寬調(diào)制器COMP端的輸出阻抗。其中的K、N、CTR、RCOMP在電路確定后是不可改變的，RSENSE和RLIMIT在設計計算時也是基本確定的，但在環(huán)路調(diào)試時適當進行調(diào)整。從其結(jié)果可知，PWM電路環(huán)節(jié)沒有零、極點存在，不會帶來相位變化，主要會影響低頻增益有大小。誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）：綜上所述，環(huán)路影響主要是由輸出濾波環(huán)節(jié)造成，故設計誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）時要根據(jù)上述三個部分綜合結(jié)果，設計一個高增益、高帶寬、充足相位裕量的穩(wěn)定系統(tǒng)。從G1（S）圖中可知，要設計一個高增益、高帶寬、充足相位裕量的穩(wěn)定系統(tǒng)，還要將帶寬拓展開，這就需要再補充一個極點以抵消的影響，同時再補充一個相應零點和極點，將帶寬和相位補足。上圖就是我們常用的誤差放大補償網(wǎng)絡電路圖，由于它是電流型控制電路，為方便理解，將其轉(zhuǎn)換為等效的電壓型電路（如下圖），這種零極點補充典型電路在一次電源輔助電源應用中已比較成熟，見以下電路： 對應這個誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）為： 對應的零極點為： 對應的波特圖如下：GAINdGAINdB20LOG|A|0oPHASE-90o 根據(jù)上面兩個波特圖進行組合，通過調(diào)節(jié)誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）的零極點和 的大小，得到所希望的帶寬和相位裕量。由于實際應用中，帶寬一般只有幾千HZ，而相位變化相對有個過程，一般為十分之一的零極點頻率到十倍的零極點頻率，在很窄的帶寬內(nèi)可能會造成相位裕量不足或動態(tài)響應、過沖、恢復時間等指標不理想。這種情況可以通過下面電路（這也是一次電源輔助電源環(huán)路補償中常用的成熟電路）來解決： 此時誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）為：它的零極點分別如下： 對應波特圖按如下形式設計（相位圖因與具體零極點大小有關，下圖僅為大致示意圖）： GAINdGAINdB20LOG|A|0oPHASE-90o 在現(xiàn)實應用中，通過調(diào)節(jié)后三個零極點的位置，一般情況下就可以得到一個高增益、高帶寬、充足相位裕量的穩(wěn)定系統(tǒng)。5.8.2不隔離控制型電路環(huán)路的設計 不隔離控制型電路如下圖： 同隔離型控制型電路一樣，其環(huán)路也是由四部分組成：反饋網(wǎng)絡H（S）、輸出濾波環(huán)節(jié)G1（S）、PWM電路環(huán)節(jié)G2（S）和誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S）。其中反饋網(wǎng)絡H（S）、輸出濾波環(huán)節(jié)G1（S）是一樣，這里不重復。PWM電路環(huán)節(jié)G2（S）因無光耦等影響，其結(jié)果是不一樣的，但從前面分析結(jié)果可知，PWM電路環(huán)節(jié)G2（S）PWM電路環(huán)節(jié)沒有零、極點存在，不會帶來相位變化，主要會影響低頻增益有大小。故這里也不作分析。對于誤差放大補償網(wǎng)絡G3（S），先將其轉(zhuǎn)換為等效的電壓型電路，其等效電路如下圖： 它的傳遞函數(shù)如下： 它只有一個左半平面的極點： 它的波特圖如下： 0o20LOG|A| 0o20LOG|A| PHASEGAIN PHASEGAIN -90o-90o 當這種單極點環(huán)路能以滿足環(huán)路穩(wěn)定性要求時，同樣可以引入多個零極點的補償方式，計算方法同隔離型控制補償網(wǎng)絡一樣。5.8.3其它影響環(huán)路的因素在環(huán)路穩(wěn)定性測試時，我們經(jīng)常發(fā)現(xiàn)，理論上計算能穩(wěn)定的環(huán)路，在實際測試中，常常存在不穩(wěn)定情況，在多路輸出的輔助電源中經(jīng)常出現(xiàn)。下面僅指出在實際調(diào)試過程中可能會遇到的幾個影響環(huán)路的因素：主路輸出存在多極濾波電路，在設計環(huán)路中的輸出濾波環(huán)節(jié)G1（S）時未考慮前級濾波的電感電容及高頻小電容的影響。各路輸出最小工作電流的影響。輔路輸出的死負載對環(huán)路的影響。原邊取樣電阻大小和取值合理性對環(huán)路有影響。輸入電壓范圍對環(huán)路有影響。輸出負載變化量的大小對環(huán)路的影響。同時應注意溫度對環(huán)路的影響。 5.9功率器件的設計5.9.1選取MOSFETMOSFET的設計選擇主要以最大峰值電壓、最大峰值電流、最大有效值電流、功耗等為依據(jù)。最大峰值電壓計算（估算）或IDS與變壓器原邊電流相同，當采用DCM模式式，IDSmax等于IPMAX:：當采用CCM模式式，IDSmax等于IPK：根據(jù)我司的MOSFET和降額要求，再適當放點裕量，選取相當規(guī)格的MOSFET。MOSFET功耗計算：MOSFET的損耗主要包含四部分：柵源GS間驅(qū)動損耗Pg、漏源DS間開通損耗Eton、漏源DS間導通損耗Eon、漏源DS間關斷損耗Etoff。 從實際應用中可知，這部分能量主要在柵極驅(qū)動電阻上損耗了，對MOSFET本身熱損耗影響不大，可以忽略不計。 總功耗為： 在計算時，要注意結(jié)溫對參數(shù)影響及Ids與Vds、Ids與Vgs、Vds與結(jié)電容等間的關系曲線圖。 當總功耗計算出來后，就可以根據(jù)相關熱設計進行散熱器的選擇設計。5.9.2副邊整流二極管選取最大反向電壓：最大電流有效值等同變壓器各相應副邊最大電流有效值。 當采用DCM模式時，IF等于ISRMSmax：當采用CCM模式時，IF等于ISRMSmax：根據(jù)我司的功率器件的降額要求，再放適當?shù)脑Ａ?，選取相應規(guī)格的二極管。管子功耗分為三部分：正向?qū)〒p耗、反向恢復損耗、反向截止損耗。 總功耗為： 根據(jù)所計算的總功耗查看相關器件手冊和進行相應的熱仿真，確定是否要用散熱器和用多大的散熱器。5.10輸出電路的設計5.10.1輸出電解電容的選取輔助電源輸出電路一般如下圖所示：對于輸出無電感的電解電容C1的設計，忽略高頻瓷片電容的影響，按下面過程進行：根據(jù)副邊電流最大值(DCM模式)或（CCM模式）和對應輸出要求的最大紋波電壓確定電容最大允許ESR，再根據(jù)ESR選取電容：（tanα在電容資料可查到，ω=2πf，注意：電容可以通過并聯(lián)方式來滿足對ESR的要求。）對于輸出有電感的電解電容C1C2（假設C1C2選取同種電容）的設計，忽略高頻瓷片電容的影響，根據(jù)電路高頻開關交流分量按下面過程進行： 在這里，假設L為設計EMC濾波時已選定的電感，為已知量；如果L僅僅是為平滑輸出電流而設計的時候，則要綜合L的取值、體積、成本與電容的ESR一起折中設計，使電感與電容組合達到最佳的性價比。Vopk-pk為輸出要求滿足的最大紋波電壓，Ismax為相應變壓器副邊的最大輸出電流，當上述三個量為已知時，就可得出一個有關ESR的方程式，解開方程式，就可得到ESR的值。如果感覺計算不方便或由于電感與電容均為未知量，折中取值比較麻煩，也可以忽略電感的影響，把電容C1和C2看成簡單并聯(lián)進行估算所需的電容的ESR范圍，據(jù)此選定電容，然后根據(jù)輸入電流有效值、最大值和輸出可能的最大電壓，綜合現(xiàn)有的器件平臺，再選定相應的電感，最后將所確定的電感值、電容的實際ESR代入進行驗算最終的輸出最大紋波電壓是否滿足要求。 另一個要注意的問題是，輸出電容容量和ESR值對環(huán)路的影響。兩者要綜合考慮。由于目前的輔助電源開關頻率一般較高，作為高頻濾波的電解電容一律采用105度的高頻電容；電解電容選取還要考慮流過電容的紋波電流是否滿足降額、耐壓是否合格及公司器件平臺的實際情況等，當空間要求較嚴成本允許情況下，也可考慮采用鉭電解。5.10.2輸出瓷介或其它電容的選取 當輸出支路較多時，對于負載電流較小要求不高的輸出支路，可以用電容直接濾波。濾波電容主要考慮耐壓要求，如果電容選取電解電容時，可參照前面要求進行選取，但對于任何輸出支路，均要求要有并聯(lián)一定容量的高頻瓷介電容或金膜電容（含貼片電容）。對于電流很小的支路，可以只用高頻瓷介電容或金膜電容（含貼片電容），對于高頻瓷介電容或金膜電容（含貼片電容）的選取，主要考慮耐壓、輸出紋波、成本、公司的器件平臺等綜合因素進行選取。5.10.3濾波電路負載電流較大的輸出支路，一般采用CLC的濾波電路方式(如下圖（a）和（b）所示。（a）(b)當支路輸出本身有EMC要求或輸出支路間接有EMC要求時，建議選用（b）濾波電路，如果簡單的濾波電路無法滿足EMC要求，可考慮在電感前后級或前級加Y電容。電感設計按滿足EMC和輸出紋波要求前提下，按體積與成本最小化進行設計，盡量應用公司現(xiàn)有的器件平臺，選用現(xiàn)成有電感器件，由于這種濾波電路階數(shù)較高，考慮到寄生參數(shù)，計算較困難，可利用公司的仿真平臺進行仿真設計。5.10.4輸出二次穩(wěn)壓當規(guī)格書中對輸出電壓的穩(wěn)壓精度要求較高時，需要后級穩(wěn)壓，典型的二次穩(wěn)壓電路如下圖所示。對于穩(wěn)壓芯片的選取，可根據(jù)實際需要的輸出電流及電流變化量、輸出電壓可能產(chǎn)生的最低電壓等進行選擇型號和封裝形式。穩(wěn)壓電路的輸入電壓Vin的設計按下式要求進行：Vinmin為本路可能的最低輸出電壓（穩(wěn)壓電路前端的輸出電壓，一般情況為主路輸出最小，所有輔路輸出最大時產(chǎn)生。），Vomax為穩(wěn)壓芯片輸出最大值，（VIN-VOUT）max為穩(wěn)壓芯片能穩(wěn)壓所要求的最大穩(wěn)壓壓降，Vomax和（VIN-VOUT）max在器件手冊中均可查到。 當輸出支路電流不大時，Cin(C1和C3)可以只用一個容量較大的高頻瓷介電容或金膜電容（含貼片電容）替代，由于不同穩(wěn)壓芯片推薦的典型應用電路對Cin和Cout(C4)配置不一樣，盡量使用其手冊推薦電路或相當?shù)呐渲?。對于穩(wěn)壓芯片的功耗和散熱器計算如下： 最大允許溫升為： 最大功耗及最大允許溫升所能產(chǎn)生的結(jié)與環(huán)境間的熱阻為： 當所計算的熱阻θJAactual大于器件參數(shù)手冊中對應封裝的熱阻時，則不用再外加散熱器，否則應外加散熱器。外加散熱器有效散熱面積的大小可以通過熱仿真進行設計計算，對于部分器件其手冊上有相應散熱面積折算成對應封裝在此有效散熱面積下的熱阻，根據(jù)θJAactual應大于對應有效散熱面積下的熱阻的前提進行選擇散熱器。5.11吸收電路及其它特殊要求電路的設計5.11.1開關管吸收電路的設計吸收電路主要包括原邊開關功率管的吸收電路和原副邊整流二極管上的尖峰吸收電路。原邊吸收電路有多種，但從輔助電源電路特點和最佳性價比等因素考慮，反激式輔助電源電路主要采取RCD吸收方式，下面只介紹RCD的簡單設計方法。由于電容上電壓為VC=NVSi（注：此處Vsi為設計變壓器時副邊的最大設計電壓，N為NP/Nsi。），按《一次電源輔助電源設計規(guī)范》要求取較大的容值高頻電容，其容值一般為0.01UF－0.1UF，耐壓要大于最大的NVSimax。二極管D1要選用高頻開關二極管，其最大反向壓降為NVSimax+VINmax，最大電流為電壓NVSi給電容C1充電電流和通過R1放電的電流之和，電容C1充電電流受C1電容的ESR和開關頻率影響，二極管電流要能滿足相應的降額要求。電阻R1設計主要考慮開關管關斷時對變壓器原邊漏感的貯能的泄放和開關開通時電容C1上的貯能泄放，由于這里的RC時間常數(shù)通常遠大于開關周期，電容上的電壓變化不是很大，故電阻的功耗可以近似按（NVSimax）2/R進行計算。對于RC的具體取值與變壓器原邊的漏感大小和原邊開關管反向耐壓大小有關，當變壓器漏感越大，開關管耐壓較小時對RC吸收效果要求就越高（這就要求C取值要大，R要小，這樣功耗就會很大），增加開關管反向耐壓會增大成本，所以較經(jīng)濟的方法是通過改善變壓器的繞制工藝，盡量減小原邊的漏感。RCD吸收電路可以通過仿真進行設計和實際測試結(jié)果進行調(diào)整。如果電路調(diào)整RCD吸收參數(shù)仍無法達到吸收要求，可以在開關管的D、S極間再加RC吸收（如圖所示的R2和C2），C2取值大會增加開關管的損耗，太小又起不到相應的吸收效果，一般情況下取幾百皮法。R2與C2的時間常數(shù)要應遠小于開關周期，先可按開關周期1/5~1/10確定R2的值，然后根據(jù)實際調(diào)測情況進行調(diào)整，R2的功耗包含給電容C2允電和放電兩種狀態(tài)所產(chǎn)生的損耗，可按fsC2UDCMAX2進行近似計算。5.11.2整流二極管尖峰吸收電路的設計整流二極管的反向尖峰吸收主要通過RC方式進行，當整流二極管的耐壓遠大于時，在實際調(diào)試中如果二極管反向尖峰不大的情況下，可以不加RC吸收，如果尖峰較大，二極管的電壓降額為足時，則要加RC吸收電路。C3的耐壓按Vsi設計，C3的容量建議選幾百至幾千皮法，R3阻值建議選幾十至幾百歐姆，C3應選擇高頻特性好的瓷片電容，R3功耗可以近似按計算。所設計的RC吸收電路的吸收效果可通過實際調(diào)試時進行調(diào)整，以取得最佳吸收效果。5.11.3光耦的設計目前，光耦典型應用電路如下圖：光耦原邊電流IF的設計按照光耦正常傳輸比時所需的原邊電流范圍和原邊所能承受的最大功耗進行設計，另一方面，光耦原邊電流同時是后級基準431的陰極輸入電流，故光耦原邊電流范圍同時要滿足431的陰極輸入電流范圍。光耦在此的用法與功率電路的用法是有差異的，典型的功率電路的光耦用法A點接的是基準源，B點接誤碼差放大器輸入端，這樣它對光耦的傳輸比下限和上限均有要求。在這里，我們對A點的電壓范圍是根據(jù)PWM芯片誤差放大器輸入端有效工作電壓范圍來確定的，考慮一定有裕量，PWM芯片XX43系列芯片的誤差放大器輸入范圍確定為1.1V~5V，由于誤差放大器輸入端的上拉電壓為5V~6.8V，當光耦原邊電流變小，光耦副邊光感三極管工作在放大區(qū)，最大VCE電壓理論上可接近放大器上拉電壓，故能滿足上限的電壓要求。電壓下限主要由RC電阻壓降和光耦副邊光感三極管飽和壓降所決定，即：VRC+VCE（sat）≤1.1V；其中VCE（sat）由手冊中可查到，一般為0.1V左右，故：VRC=IC*RC=CTR*IF*RC≤1V；所選IF的大小與CTR的范圍的關聯(lián)，另一方面有：綜合431陰極電流大小、PWM芯片誤差放大器輸入端下拉電流大小和CTR正常范圍內(nèi)所要求的最小原邊電流，確定正常工作的IF，再根據(jù)輸出電壓VO、光耦原邊二極管正向?qū)▔航礦D、431基準源陰極電壓VKA大小，得出RF的大小，根據(jù)所選的IF最大值及與其相關的最大CTR，得出RC的取值。由于光耦原邊為開關電源輸出，存在各種的噪聲，因此需要在輸入端采用抗干擾措施，通常措施是在輸入端接入一泄放電阻RS，來抬高二極管的輸入時限。對于RS的設計，如發(fā)光二極管，零發(fā)射時的正向壓降為VT(VT可從器件手冊中查到)，輸入開啟（或關斷）電壓為Von(off)為設計的光耦原邊開始動作（開通或斷開時的電壓），則RS及關斷電流由下面式子決定。 上式其實只能確定RS的下限值，RS值太小會對光耦原邊電流進行分流，影響調(diào)節(jié)精度。光耦副邊存在干擾時也同樣要加入適當?shù)臑V波電路，如RC濾波，電容濾波或兩種并用，具體取值要根據(jù)實際干擾頻率段和大小來確定，主要以實際調(diào)試為主。光耦是一種受溫度變化影響較大的器件，在設計計算光耦各種參數(shù)時，必須考慮最高工作溫度的影響：原邊輸入電流降額：IFmax<80%（IF-△IF/℃*(Tmax-25℃)）副邊輸出電流降額：ICmax<80%（IC-△IC/℃(Tmax-25℃)）IF、IC：光耦的原邊輸入電流和副邊輸出電流等級Tmax：光耦在整機中的最高工作溫度△IF/℃、△IC/℃：每度溫度變化時光耦IF、IC降額系數(shù)(由廠家給出)電壓降額按：V≤80%Vceo 功率降額按原邊二極管降額和副邊三極管降額進行，降額要求如下：原邊二極管降額：PDmax<80%（PD-△PD/℃*(Tmax-25℃)）副邊三極管降額：PCmax<80%（PC-△PC/℃*(Tmax-25℃)）PD、PC：原邊二極管和副邊三極管為可使用功率Tmax：光耦在整機中的最高工作溫度△PC/℃、△PD/℃：二、三極管的降額系數(shù)(廠家給出) 5.11.4基準源431的設計431電路的設計要與光耦設計結(jié)合在一起，流過431陰極的電流與陰極電壓和光耦原邊直接相關，在設計光耦電路時已直接考慮并設計，在此處不重復，本節(jié)主要考慮431基準電路的設計。431典型電路如下圖： 輸出取樣環(huán)節(jié)電路由R1與R2組成，它們除對環(huán)路增益有影響外，同時也對431基準產(chǎn)生直接的影響。在選取431器件時，由于其基準精度直接影響輸出電壓的濾動范圍，故選取器件時要結(jié)合輸出電壓允許波動范圍。431基準的波動范圍主要受兩方面的影響，一是431基準本身的波動范圍，另一個是431基準的溫漂，如此主路輸出電壓的受基準影響的波動范圍可確定如下： 事實上，部