模擬集成電路設計 課件 第7章 基準電壓與電流

魏廷存1

第7章基準電壓與電流

ReferenceVoltage&Current27.1基準電壓的應用場合7.2二極管型基準源

7.2.1由CMOS工藝實現(xiàn)的等效二極管

7.2.2由Bipolar產(chǎn)生具有正、負溫度系數(shù)的電壓7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路17.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路27.3基準電壓調(diào)節(jié)電路7.4基準電流產(chǎn)生電路（MOS管型基準源）

第7章基準電壓與電流3

7.1

基準電壓的應用場合性能特點：輸出直流電壓（無輸入信號，只有使能信號）輸出電壓與電源和工藝參數(shù)幾乎無關，與溫度的關系確定應用場合：A/D和D/A變換電路中的基準電壓單片集成電路中的基準電壓，產(chǎn)生基準電流（電流鏡）各種電路模塊所要求的特殊工作電壓，例如低壓數(shù)字電路，OSC模塊，工作點偏置電路模塊，驅(qū)動電壓（高壓）等。4基準源的分類二極管型基準源：采用了與普通CMOS工藝兼容的雙極型晶體管，它能夠產(chǎn)生更加精確的基準電壓和電流；MOS管型基準源：僅用CMOS器件和無源電阻實現(xiàn)的基準源（包括基準電壓源和電流源），它適合于在精度要求不高、成本較低的電路中使用。5

7.2

二極管型基準源PNPBipolarBipolar的特點：特性參數(shù)重復性好（偏差?。?，并且能提供確定的正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)（VBE電壓）；由于CMOS工藝實現(xiàn)的二極管必須在反向偏置條件下使用，因此通常用Bipolar實現(xiàn)等效的二極管，可在正向偏置下使用，并且與普通CMOS工藝兼容。7.2.1CMOS工藝實現(xiàn)的等效二極管6

7.2

二極管型基準源標準CMOS工藝實現(xiàn)的pnpBipolar(VerticalBipolar)由于在CMOS工藝中，p型襯底通常接地，因此PNP晶體管比NPN晶體管更容易實現(xiàn)。7.2.1CMOS工藝實現(xiàn)的等效二極管7

7.2

二極管型基準源標準CMOS工藝實現(xiàn)的pnpBipolar(VerticalBipolar)7.2.1CMOS工藝實現(xiàn)的等效二極管87.2.2由Bipolar產(chǎn)生具有正、負溫度系數(shù)的電壓Eg/q—硅的帶隙電壓1.單個pn結二極管的正向電壓具有負溫度系數(shù)對于正向?qū)ǖ亩O管（pn結），電流ID與電壓VD之間的關系如下所示，其中VT=KT/q為熱電壓，IS為反向飽和電流（與溫度有關）。（假定ID不變）其中，α為比例系數(shù)，m為少數(shù)載流子遷移率的溫度指數(shù)，Eg≈1.1eV，為硅的帶隙能量，K為波爾茲曼常數(shù)（1.38×10-23J/K），T為熱力學溫度97.2.2由Bipolar產(chǎn)生具有正、負溫度系數(shù)的電壓

VD的溫度系數(shù)與VD本身的大小以及溫度有關。這里作了一階線性近似，為了提高帶隙基準電壓源的精度，減小其溫度系數(shù)，需考慮高階效應，例如指數(shù)曲率補償型帶隙基準電壓源。1.單個pn結二極管的正向電壓具有負溫度系數(shù)

（假定ID不變）107.2.2由Bipolar產(chǎn)生具有正、負溫度系數(shù)的電壓2.二個流過不同電流的pn結電壓之差具有正溫度系數(shù)Q1與Q2完全相同，IS1=IS2=ISPNPPNP117.2.2由Bipolar產(chǎn)生具有正、負溫度系數(shù)的電壓3.二個不同尺寸的pn結電壓之差具有正溫度系數(shù)由n個相同的Q1并聯(lián)組成流過的電流相同12

7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路1運放的作用：強制Vx=Vy（當增益A很大時）由n個相同的Q1并聯(lián)組成I1I2I1=I2=2μA13

7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路1調(diào)節(jié)電阻R2的大小，可以得到各種溫度系數(shù)（正、負、零）的基準電壓Vref，同時Vref的大小也相應發(fā)生變化。在室溫條件下基準電壓的溫度系數(shù):零溫度系數(shù)14

7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路1在室溫條件下基準電壓的溫度系數(shù)：具體設計時，如何選擇n和R1、R2的大?。紤]到功耗和面積）？15

7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路1Bandgapreference（帶隙基準）的由來：VREF=VBE+(1+R1/R2)ln(n)

VT

如果令?VREF/?T=0，則(1+R1/R2)ln(n)VT=-[VBE-(4+m)VT-Eg/q]此時，VREF=VBE-[VBE-(4+m)VT-Eg/q]=Eg/q+(4+m)VT其中,Eg/q-硅的帶隙電壓，m–少數(shù)載流子遷移率的溫度指數(shù)，VT-熱電壓因此，當溫度T→0時，VREF=Eg/q

（硅的帶隙電壓，即帶隙基準的由來）16

7.2.3帶隙基準電壓產(chǎn)生電路1

調(diào)節(jié)電阻R2的大小，可以得到各種電壓幅度和溫度系數(shù)（正、負、零）的基準電壓VrefVref溫度R2增大1.21VVREF=VBE+(1+R1/R2)ln(n)

VT17

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路2M1與M2對稱,W/L(M3)=m×W/L(M1/M2)運放AMP使得Vx≈Vy，Q1=nQ2PTAT電流I1=I2=2μA18

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路2

調(diào)節(jié)M3管的寬長比(m的大小)

，可以得到各種電壓大小和溫度系數(shù)（正、負、零）的基準電壓Vref具體設計時，如何選擇n、m和R1、R2的大??？（考慮到功耗和面積，通常選I1=I2=2μA）19

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路2

調(diào)節(jié)M3管的寬長比(m的大小)

，可以得到各種電壓大小和溫度系數(shù)（正、負、零）的基準電壓Vref20

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路3PTAT電流I1=I2=2μA21

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路322

7.2.4帶隙基準電壓產(chǎn)生電路3啟動電路的工作原理：

剛上電時，電路中的所有電流均為0，M1、M2、M3工作在深度線性區(qū)，其Vds近似等于0，因此VA近似等于VDD，使得M5導通（線性區(qū)），將VB近似拉到0，從而使得PMOS管M8、M9以及M6和M7開始導通，電流I1、I2和I3增大，輸出電壓VREF上升，最終電路達到穩(wěn)定狀態(tài)。電路啟動完畢后，隨著VC上升，由于M4的W/L遠大于M1~M3的W/L（工作在飽和區(qū)時M4的電流遠大于M1~M3的電流），導致M4進入線性區(qū)，即VDS(M4)<Veff(M4)，則M5的柵電壓將會降的足夠低，最終使M5截止。此時，電流I0很小，主要由M1~M3的W/L決定。M4的W/L遠大于M1~M3的W/L23

影響輸出電壓Vref精度的因素1）運放的offset電壓（Vos）2）運放的開環(huán)增益A為有限值開環(huán)增益A高→VX≈VY

→輸出電壓Vref獨立于電源電壓VDD3）Vref的實際溫度特性：由pn結的電壓VD和電流ID隨溫度變化以及運放失調(diào)電壓變化等引起24

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路由于帶隙基準電壓的典型值為1.2V，且?guī)ж撦d能力很弱，而實際電路中需要的基準電壓/供電電壓千差萬別，為此需要基準電壓調(diào)節(jié)電路或穩(wěn)壓電源，以產(chǎn)生電路或系統(tǒng)所需要的供電電壓。

基準電壓調(diào)節(jié)電路/穩(wěn)壓電源電路的分類：同相輸入比例放大器（無帶負載能力）：運放+反饋電阻線性穩(wěn)壓電源（LDO:LowDropoutRegulator）：驅(qū)動管+反饋電阻開關穩(wěn)壓電源（SWR:SwitchingRegulator）：開關+儲能元件DC-DC開關變換器（Inductor-basedSWR）：開關+電感電荷泵（Charge-pump，Capacitor-basedSWR）：開關+電容25

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路基準電壓調(diào)節(jié)電路/穩(wěn)壓電源電路的分類：同相輸入比例放大器線性穩(wěn)壓電源（LDO/LDR:LowDropoutRegulator）開關穩(wěn)壓電源（SWR:Switchingregulator）DC-DC開關變換器（Inductor-basedSWR）電荷泵（Charge-pump，Capacitor-basedSWR）26

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路：同向輸入比例放大器帶隙基準電壓如果所需基準電壓大于帶隙基準電壓（1.21V），但小于電源電壓VDD，則需要基準電壓調(diào)節(jié)電路。由運放實現(xiàn)的同相輸入比例放大器可以調(diào)節(jié)（放大）輸入電壓。但只具有電壓調(diào)節(jié)功能，由于運放輸出端的驅(qū)動能力比較弱，不能驅(qū)動大負載。Vref<Vout<VDD27

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:LDO

LDO的輸出端具有較大尺寸的驅(qū)動管，以提高帶負載能力。LinearVoltageRegulator，LDO:LowDropoutRegulator。輸出驅(qū)動PMOS管：W尺寸大，正常負載時工作在飽和區(qū)。空載時工作在亞閾值區(qū)。Vout↑→VF↑→

V1

↓→

V2

↑→

|Vgsp|↓→

|IR|↓Vout↓VFV1V2輸出電壓的穩(wěn)定過程：Vout<VDD輸出電壓的波動，主要由電源電壓VDD或負載電流Iout變化所引起。輸出端的瞬間大電流主要由Cout提供。假定輸出電流不變，Mp工作在飽和區(qū)MpEA：誤差放大器28

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:LDOLDO的輸出端具有較大尺寸的驅(qū)動管，以提高帶負載能力。LDO的優(yōu)點是：電路結構簡單，靜態(tài)電流小，輸出電壓精度高（紋波?。?，瞬態(tài)響應速度快，可實現(xiàn)片上集成。缺點是：轉換效率較低（尤其當輸入-輸出電壓相差較大時），且只能實現(xiàn)降壓，不能實現(xiàn)升壓。

LDO消耗的功率主要是由輸出驅(qū)動管Mp引起的，P=VDS×IDS≈VDS×Iout，VDS電壓越小，LDO的功耗越小，其轉換效率越高。Mp的VDS電壓最小值約為0.2V（VDS電壓太小，Mp不能工作在飽和區(qū)，LDO失去穩(wěn)壓能力），因此，LDO也稱為低壓差線性穩(wěn)壓電源（LowDropoutRegulator）。LDO可用作芯片內(nèi)置電源或片外電源。通常用于給模擬電路和射頻電路供電（對電源精度要求高的場合）。29

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:LDOVFV1V2MpEA：誤差放大器LDO的穩(wěn)定性分析-穩(wěn)定性（相位裕度）是LDO的最關鍵指標：LDO中有3個極點：分別在V1、V2和Vout處，P1=1/ro1C1，P2=1/ro2C2，Pout=1/roeqCL，其中C2是V2處的等效電容，主要由大尺寸輸出驅(qū)動管的寄生電容形成。通常應將極點P1和P2置于單位增益頻率以外。另外，輸出電容的ESR與電容Cout也可以產(chǎn)生1個零點。30

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:LDO由于輸出驅(qū)動管的尺寸大、寄生電容Cgs也大，如果直接接到A1的輸出端（A1的輸出電阻大），將形成低頻極點。加入源極跟隨器后，由于源極跟隨器的輸出電阻小，V2處的極點變?yōu)楦哳l極點，可提高LDO的相位裕度。LDO的工程實用電路*IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,VOL.42,NO.8,AUGUST2007

31

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:LDO采用耗盡型NMOS（Vth≈0）實現(xiàn)源極跟隨器，否則，如果采用普通NMOS，可能導致誤差放大器的有源負載管進入線性區(qū)。LDO的工程實用電路Iout=200mA，片外電容=1uFVout=1.5VVDD=3.3V32屬于開關電容式電荷泵電路（電容式開關穩(wěn)壓電路）可產(chǎn)生高于輸入電壓的直流電壓（DC-DC變換）：Vout>VDD采用片內(nèi)可集成的Charge-pump電路形式（外接轉移電容）具有升壓/降壓/反向（形成負電壓）功能將輸入端的電荷通過轉移電容逐漸轉移到輸出端，達到升壓和能量輸送的目的帶負載能力較強，可提供數(shù)十mA級的輸出電流輸出電壓的精度較差（無反饋控制機制）

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:Charge-pump電荷泵（Charge-pump/Capacitor-basedSWR）的特點：33

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:Charge-pumpTFT-LCDDriverIC中的電源模塊:驅(qū)動電壓生成關系34Charge-pump的動作原理×2/×3/×4升壓電路4倍升壓過程（二相不交疊時鐘控制二組開關交替開閉）:1)充電周期:1→C21→1’，2→C22→2’，3→C23→3’，每個電容都接到Vin被充電2)電壓疊加周期:Vin→C21→C22→C23→Vout=4×Vin（開關4→4’→4’’→4’’’）3)由于模擬開關的導通電阻，升到終值電壓需要一定的時間（建立時間）。開關用CMOS開關實現(xiàn)35Charge-pump的動作原理動作原理（二相不交疊時鐘控制二組開關交替開閉）：1）充電期間：Vin→1→C11

→1'2）輸出電壓期間：2→C11

→2'→CL36Charge-pump的特性37Charge-pump的特性383.升壓效率1）電壓效率=（實際輸出電壓值/理想輸出電壓值）×100%2）功率效率（轉換效率）=（輸出功率值/輸入功率值）×100%Charge-pump的特性注意：升壓電路只能產(chǎn)生高于輸入電壓的輸出電壓（即電壓放大），但不能放大輸入功率，且升壓電路內(nèi)部有損耗，因此，功率效率恒小于100%。升壓電路的內(nèi)部損耗包括：開關導通電阻的損耗；開關寄生電容的充放電損耗。394.動作頻率Charge-pump的特性動作頻率增大，單位時間內(nèi)輸送到輸出端的能量增加，因此帶負載能力加強。同時，輸出電壓中的紋波將減小。動作頻率增大，CMOS開關的寄生電容的充放電平均電流增加，導致消耗電流增加，升壓效率降低。405.升壓電容（外接轉移電容）大小Charge-pump的特性升壓電容增大，使得電容中的儲能增加，因此，帶負載能力提高，而且輸出電壓中的紋波減小。但建立時間（升壓時間）變長。41

7.3基準電壓調(diào)節(jié)電路:DC-DC開關變換器Buck型DC-DC開關變換器的模擬電壓控制方式（PWM）將EA的輸出Verr與OSC產(chǎn)生的具有固定頻率的鋸齒波信號進行比較，輸出脈沖信號（PWM），該信號的占空比由Verr的大小決定。PWM信號通過驅(qū)動電路，驅(qū)動功率開關管的通斷，從而調(diào)節(jié)輸出電壓使其穩(wěn)定在基準電壓值。42

7.3

基準電壓調(diào)節(jié)電路:DC-DC開關變換器DC-DC開關變換器的優(yōu)點是：轉換效率高，帶負載能力強，可實現(xiàn)升壓、降壓和升壓-降壓。其缺點是：輸出電壓的紋波較大、EMI噪聲較大（原因在于開關式切換）。

主要應用場合：1）給由電池供電的電子產(chǎn)品（IC）提供電源；2）給FPGA、CPU、DSP、ASIC

以及電子系統(tǒng)等消耗電流較大的IC或系統(tǒng)提供電源。通常設置DC-DC開關變換器的輸出電壓比LDO的輸出電壓高200~500mV，以克服因LDO的壓差過大所引起的LDO轉換效率降低的缺點。43工作點偏置電路：給OPAMP提供恒定的偏置電流對電容的恒流源充放電：在電容充放電型振蕩電路中，需要精確的電流源對電容進行恒流源充放電。DAC電路中的基準電流：在電流舵式DAC電路中，需要各種精確的二進制加權電流源。

7.4

基準電流產(chǎn)生電路（MOS管型基準源）基準電流的應用場合44工作點偏置電路的作用：

由于偏置電流Ibias決定了OPAMP的增益等諸多特性，為了得到穩(wěn)定的OPAMP特性，希望偏置電流保持恒定，即要求Ibias不隨電源電壓、工藝參數(shù)以及溫度發(fā)生變化。工作點偏置電路除了要給OPAMP提供尾電流外，還要給電流源負載提供偏置電流。工作點偏置電路的結構（見下頁）：

恒定的基準電流源+

高精度電流鏡

7.4

基準電流產(chǎn)生電路（MOS管型基準源）45

工作點偏置電路的結構基準電流源IREF=1~2μA46

1.自偏置基準電流電路（MOS管型基準源）由于Vgs1=Vgs2+IREF×Rb如果忽略溝道長度調(diào)制效應，且所有管子都工作在飽和區(qū)，則如果進一步忽略體效應（即假定VTH1=VTH2），則有:因此，M3與M4對稱，左右兩邊電流相等。K>1471.自偏置基準電流電路（MOS管型基準源）1）通過正反饋形成自偏置電路（K>1），產(chǎn)生確定的基準電流。2）加入Rb的目的是為了能夠產(chǎn)生確定的基準電流（若無Rb，電流不確定）3）如果忽略溝道長度調(diào)制效應，所產(chǎn)生的基準電流與電源電壓無關，但與工藝和溫度有關。4）為了消除溝道長度調(diào)制效應的影響，所有管子的L尺寸盡可能選大一些（通常要求L>1um）。5）M2的體效應（M1與M2的Vth不同）將導致基準電流誤差。由于加入Rb后減小了M2的Vgs電壓，因此為了使兩條支路的電流相等，必須將M2的寬長比增大K倍。481.自偏置基準電流電路（MOS管型基準源）帶有啟動電路的自偏置基準電流源

1）為了使自偏置電源電路正常工作，需要附加一個啟動電路使電路離開電流等于0的工作點。2）啟動電路只有在基準源電路加電的瞬間起作用，而當基準源電路達到穩(wěn)定工作點時，啟動電路應不影響電路的正常工作。啟動電路的工作原理：491.自偏置基準電流電路（MOS管型基準源）帶有啟動電路的自偏置基準電流源

3）啟動電路的工作原理：

剛加電時，電路中的偏置電流為0，由于PMOS管Ms1以二極管方式連接（此時，ID(Ms1)=0，|VGSP(Ms1)|=|VTHP(Ms1)|），使NMOS管Ms3的柵極電壓接近VDD-|VTHP(Ms1)|，因此Ms3管導通（深度線性區(qū)）并將M3的柵-漏極短接，使得M3和M1構成MOS分壓器，因而提供了從VDD經(jīng)過M3和M1到地的電流通路，使電路中的電流開始逐漸增加。隨著電流的增加，Ms2中也有電流產(chǎn)生，如果Ms2的寬長比較Ms1大的多（工作在飽和區(qū)時Ms2的電流遠大于Ms1的電流），導致Ms2進入線性區(qū)，即VDS(Ms2)<Veff(Ms2)，則Ms3的柵電壓將會降的足夠低，最終使Ms3截止，啟動過程結束，基準源電路進入正常工作狀態(tài)?；鶞试磫咏Y束后，由于Ms2工作在線性區(qū)，MS1和MS2中的電流較?。ń咏?），啟動電路導致的額外功耗可以忽略不計。50

2.消除體效應的自偏置基準電流電路（a）在PMOS管的源極加入電阻（K1，K2>1）M1與M2對稱

為了保證M1工作在飽和區(qū)，IREF×Rb<VTHN（b）Iout=IREF/K251

3.工作點偏置電路實例（1）特點：1）由于采用共源共柵電流鏡，提高了基準電流源的精度，使其輸出電流只取決于其尺寸比例，而幾乎與電源電壓、工藝參數(shù)和溫度的變化無關；2）電路(正反饋)穩(wěn)定工作的條件是：(W/L)15=K(W/L)13（K>1）；3）需要附加啟動電路（否則電路有可能穩(wěn)定在零電流狀態(tài)）；4）不適應于低電源電壓供電。(W/L)15/(W/L)13=452

3.工作點偏置電路實例（2）特點：1）通過采用共源共柵結構，顯著減小了溝道長度調(diào)制效應的影響，并且在基準電流的輸出端也使用了共源共柵結構，以增大基準電流源的輸出電阻

；2）電路(正反饋)穩(wěn)定工作的條件是：(W/L)2=K(W/L)1（K>1）；3）需要附加啟動電路（否則電路有可能穩(wěn)定在零電流狀態(tài)）；4）不適應于低電源電壓供電。(W/L)2/(W/L)1>153

3.工作點偏置電路實例（3）Biasloop----twowide-swingc