《LTE基礎(chǔ)原理與關(guān)鍵技術(shù)》課件第9章

第9章LTE主要物理信道性能9.1上行控制信道

9.2上行業(yè)務(wù)信道

9.3下行控制信道

9.4下行業(yè)務(wù)信道

9.5下行控制信道資源映射圖例

9.1.11比特ACK/NAK

圖9.1.1、圖9.1.2是兩種檢測狀態(tài)下，1比特ACK/NAK(本節(jié)中NAK、NACK涵義相同)的SNR-BER和CQIBLER曲線圖，其中信道是TU6信道，UE的移動速度是3km/h和350km/h。CQIBLER曲線采用(20，5)RM編碼和(32，10)RM編碼。9.1上行控制信道

圖9.1.11比特ACK/NAKBER和(20，5)RM編碼的CQIBLER曲線從圖9.1.1可以看出，除了在最高移動速度v＝350km/h，(20，5)RM編碼，損失0.5dB外，RS上復(fù)用ACK/NAK對CQIBLER幾乎沒有影響。CQI和ACK/NAK聯(lián)合編碼，CQIBLER有所下降，其中(20，5)RM編碼會比(32，10)RM編碼在信噪比上有一定增益，但(20，5)RM編碼承載的CQI比特少。另外(20，5)編碼的ACK/NAKBER比(32，10)編碼的略差一些。圖9.1.3是1比特ACK/NAK/DTX的SNR-BER曲線圖和在有無ACK/NAK傳輸時，CQISNR-BLER曲線圖。UE的速度分別為3km/h和350km/h，信道為TU6，采用(32，10)RM編碼。由此可以看出，相對于兩狀態(tài)的檢測，在3km/hNAK/DTX的BER要差0.5dB，ACKBER的差1.5dB；相對于兩狀態(tài)的檢測，在350km/h，NAK/DTXBER和ACKBER曲線一致，都差0.5dB，CQIBLER的性能不受影響。圖9.1.21比特ACK/NAKBER和(32，10)RM編碼的CQIBLER曲線

圖9.1.31比特ACK/NAK/DTXBER、(32，10)RM編碼的CQIBLER曲線9.1.22比特ACK/NAK

圖9.1.4、圖9.1.5是2比特ACK/NAK的SNR-BER和CQIBLER曲線圖，其中信道為TU6信道，UE移動速度為3km/h和350km/h。CQIBLER曲線采用(20，5)RM編碼和(32，10)RM編碼。

圖9.1.42比特ACK/NAKBER和(20，5)RM編碼的CQIBLER曲線圖9.1.52比特ACK/NAKBER和(32，10)RM編碼的CQIBLER曲線在高速ACK/NAKBER損失大約2.5dB，CQIBLER不受隱含的ACK/NAK傳輸?shù)挠绊?，只是在最高E-UTRA速度時受到一點影響。

圖9.1.6表示2比特ACK/NAKBER曲線圖，為了簡潔，只展示了(32，10)RM穿孔RM編碼，其結(jié)論也適用于(20，5)RM。顯然，僅靠每個時隙一個RS編碼去攜帶ACK/NAK比特將會使性能大大受到損失，對于高速的UE不可能達到期望的效果。

圖9.1.62比特ACK/NAKBER曲線結(jié)論(主要考慮的是針對正常CP的CQI子幀結(jié)構(gòu)，在CQIRS里隱含ACK/NAK的信息時，ACK/NAK誤碼率和CQI誤差錯率):

(1)在最高的E-UTRA速度，也可以獲得期望的ACK/NAKBER，同時不影響CQIBLER。

(2)DTX可以融入NAK中去改善ACK/NAKBER和系統(tǒng)的吞吐量。

(3)對于2比特的ACK/NAKBER，每個時隙的兩個RS都調(diào)制可以帶來雙重的覆蓋，要優(yōu)于每個時隙只對一個RS調(diào)制。9.1.3不同ACK長度性能

根據(jù)R080967，鏈路仿真條件如表9.1.1所示。

表9.1.1鏈路仿真條件圖9.1.7給出了TI和Samsung兩家公司的ACK/NAKBER和CQIBLER，有如下結(jié)論:

(1)Samsung的方法:其ACK/NAK性能和CQI的編碼速率緊密相關(guān)。當CQI的編碼速率增加時，由于較少的編碼增益，CQIBLER和ACK/NAKBER都會降低。

(2)TI的方法:ACK/NAK性能不受CQI的編碼速率的影響，因為ACK/NAK在低速環(huán)境下，在CQI之前就被解碼了。

(3)TI的ACK/NAK和CQI性能好于Samsung的方法，特別是對于高的CQI編碼速率。

圖9.1.7兩種方法性能對比(1)圖9.1.7兩種方法性能對比(2)圖9.1.7兩種方法性能對比(2)

9.2.1Hopping

協(xié)議3GPPTS36.212V8.6.0［5.3.3］中下行控制信息DCIFormat0用于進行PUSCH調(diào)度。

(1)1個比特作為跳頻使能與否的標志(hoppingflag)。

(2) 個比特表示RB的分配和跳頻資源的分配:

①當PUSCHhopping時，從NUL_hopMSB比特中獲取

的值，余下 比特用于提供ULsubframe的第一個時隙的資源分配信息。9.2上行業(yè)務(wù)信道

②當non-hoppingPUSCH時，有［log2(NULRB(NULRB＋1)/2］個比特用于提供上行子幀資源分配的信息，具體信息在36.211V8.6.0［5.3.4］和36.213V8.6.0［8.1］中說明。9.2.1.1上行跳頻不使能時

在上面已經(jīng)提到有 個比特用來提供上行子幀資源分配的信息。36.211V8.6.0［5.3.4］中定義了nPRB＝nVRB，其中36.213V8.6.0［8.1］中描述了如何從上行鏈路授權(quán)中獲取nVRB的值。具體描述如下:資源分配信息給一個預(yù)定的UE一組相鄰的虛擬資源塊索引，用nVRB表示。在調(diào)度授權(quán)的資源分配域里包含一個資源指示值(ResourceIndicationValue，RIV)，這個值對應(yīng)于一個起始資源塊RBstart和被連續(xù)分配的資源塊的長度LCRBs。定義RIV的值如下:

從上行調(diào)度授權(quán)的資源分配域中我們可以得到RBstart和LCRBs這兩個值，即獲得了nVRB的值。9.2.1.2上行跳頻使能時

對于一個動態(tài)分配的PUSCH資源上的一個非自適應(yīng)重傳的包，UE依據(jù)和這個包有關(guān)的、最后接收到的DCIFormat0的信息來決定它的跳頻類型(hoppingtype)。對于一個連續(xù)分配資源的PUSCH傳輸里的subframen，如果在subframen的KPUSCH里沒有相應(yīng)的DCIFormat0信息，UE將根據(jù)最初授權(quán)(被分配了連續(xù)的資源塊)里的跳頻信息來決定跳頻類型。這個最初授權(quán)要么是PDCCHDCIFormat0，要么是高層的信號。對于FDD，KPUSCH＝4；對于TDD上、下行配置為0時，如果PUSCH在子幀2和7上的傳輸連同PDCCHDCIFormat0一起被調(diào)度，則KPUSCH＝7。PDCCHDCIFormat0中的UL索引的最低位比特被設(shè)置為1，其余情況下，KPUSCH的值參見36.213V8.6.0中Table5.1.1.11。在DCIFormat0的資源分配域中有1個或2個比特是用來指示跳頻信息的，即NUL_hop＝1or2bit，故UE進行跳頻時根據(jù)它所指示的跳頻信息來選擇用哪種跳頻類型，即Type1PUSCHhopping或者Type2PUSCHhopping。從NUL_hop個上行跳頻信息比特位中的最高位中獲取跳頻比特信息，進而通過查表9.2.1來獲得 的計算方法，這在36.213V8.6.0［8.4］中體現(xiàn)。

表9.2.1PDCCHDCIFormat0hoppingbit定義在DCIFormat0的資源分配域中，除了1個或2個比特是用來指示跳頻信息外，PUSCH的資源塊的分配數(shù)目定義如下:

(9.2.1)

(9.2.2)其中，PUSCHhoppingOffset 由高層定義。

DCIFormat0的資源分配域的大小為

－NUL_hop，NUL_hop＝1or2bit。故分配給Type1跳頻的用戶的連續(xù)的資源塊要小于 分配給Type2跳頻的用戶的連續(xù)的資源塊要小于 其中Nsb由高層配置。9.2.2SoundingRS

SRS可以用于UE對全系統(tǒng)帶寬信道質(zhì)量信息的估計，在分配的頻帶內(nèi)每隔一個子載波映射一個數(shù)值，時域上在每子幀的最后一個符號映射；當UpPTS有兩個符號時，都可以用來傳輸SRS，且可分配給同一個用戶。SRS的傳輸帶寬可采用接近系統(tǒng)全帶寬的寬傳輸帶寬，但是由于UE最大傳輸功率受限，當UE在小區(qū)邊緣時，使用通用的寬帶SRS得到的CQI就不準確，從而會造成最優(yōu)RB分配及MCS選擇出錯，因此對小區(qū)中不同位置的用戶可采用不同傳輸帶寬。高層在用戶接入小區(qū)時為其半靜態(tài)配置SRS起始物理資源塊、SRS帶寬、SRS頻率跳頻帶寬、SRS傳輸持續(xù)時間、SRS傳輸周期及子幀偏移等參數(shù)。當SRS帶寬小于SRS跳頻帶寬時，用戶進行SRS跳頻傳輸。9.2.2.1SRS帶寬配置

根據(jù)系統(tǒng)帶寬的不同，SRS帶寬可取值也不同，由高層具體配置。SRS帶寬的分配共有17種小區(qū)級配置方案，其帶寬都是4RB的整數(shù)倍。協(xié)議將系統(tǒng)帶寬分為四種情況，每種情況可選的小區(qū)級SRS帶寬分配方案有8種。表9.2.2~表9.2.5給出了TDD模式下系統(tǒng)帶寬在不同RB范圍內(nèi)的可選SRS帶寬分配方案。

表9.2.2系統(tǒng)上行帶寬為6～40RB下SRS帶寬配置

表9.2.3系統(tǒng)上行帶寬為41～60RB下SRS帶寬配置

表9.2.4系統(tǒng)上行帶寬為61～80RB下SRS帶寬配置

表9.2.5系統(tǒng)上行帶寬為81～110RB下SRS帶寬配置表9.2.2~表9.2.5中的SRS傳輸帶寬信息每種配置的第一列的mSRS，b(即b＝0時)是給小區(qū)的SRS帶寬配置，第一列至最后一列的mSRS，b都可以作為該小區(qū)用戶的SRS帶寬配置。用戶和小區(qū)的帶寬都是由高層配置的，小區(qū)的SRS帶寬是小區(qū)建立時根據(jù)小區(qū)特性確定的，高層利用參數(shù)BSRS∈{0，1，2，3}(分別對應(yīng)表9.2.2~表9.2.5中的b＝0，1，2，3)在用戶接入小區(qū)時配置用戶SRS帶寬。9.2.2.2SRS頻域資源映射

整個小區(qū)的SRS以零頻為中心對稱分布。用戶SRS在頻域的起始位置相對小區(qū)SRS起始位置的偏移是用戶SRS傳輸帶寬的整數(shù)倍，具體位置由高層通過nPRC參數(shù)進行配置。圖9.2.1以10MHz帶寬為例給出了一種SRS頻域資源映射情況。

高層可配置SRS傳輸帶寬小于所在小區(qū)SRS帶寬的用戶需要進行跳頻。高層通過參數(shù)bhop∈{0，1，2，3}(bhop對應(yīng)的帶寬與BSRS相同)配置用戶跳頻帶寬，即用戶經(jīng)各次跳頻后所覆蓋的頻域范圍，其跳頻范圍不一定要覆蓋整個小區(qū)SRS帶寬。當高層配置用戶的跳頻帶寬參數(shù)bhop≥BSRS，即跳頻帶寬小于等于用戶傳輸SRS的帶寬時，跳頻不可用。

圖9.2.110MHz帶寬下用戶SRS頻域起始位置示例當SRS跳頻可用時，用戶在跳頻帶寬范圍內(nèi)以高層配置的SRS傳輸帶寬連續(xù)不重疊地升序循環(huán)跳頻，起始位置由高層配置。圖9.2.2以小區(qū)SRS帶寬為36RB、用戶SRS帶寬為4RB、用戶跳頻帶寬為12RB為例，給出了該用戶連續(xù)5次傳輸SRS的頻域資源映射情況，起始位置由高層配置。

圖9.2.236RB小區(qū)SRS帶寬下用戶SRS頻域映射示例9.2.2.3SRS傳輸配置

為使小區(qū)用戶不會在有SRS的子幀的最后一個符號傳輸PUSCH，BCH將全小區(qū)廣播該小區(qū)可用于SRS傳輸?shù)淖訋?。每一小區(qū)可用于傳輸SRS的子幀由RRC配置，TDD模式下共有16種配置，見表9.2.6。每種配置由小區(qū)級的SRS子幀配置周期TSFC和子幀偏移量集合ΔSFC兩部分構(gòu)成。

表9.2.6TDD小區(qū)級Sounding子幀配置小區(qū)級子幀配置周期即該小區(qū)發(fā)送SRS的周期，是高層根據(jù)小區(qū)特性來選定的。例如上、下行配置轉(zhuǎn)換點周期為10ms的小區(qū)，只能選擇10ms上/下行配置轉(zhuǎn)換點周期為5ms的小區(qū)，既能選擇那些10ms子幀的SRS子幀配置周期，也可以選擇5ms子幀的SRS子幀配置周期。表9.2.6中的子幀偏移量集合則是整個小區(qū)中用戶發(fā)送SRS的子幀集合，指示小區(qū)中用戶在小區(qū)SRS子幀周期內(nèi)發(fā)送SRS的子幀。小區(qū)用戶傳輸SRS的子幀須滿足(CSFCmodTSFC)∈ΔSFC，且當前子幀為UL子幀或UpPTS，其中CSFC是當前子幀的子幀數(shù)。同一小區(qū)不同用戶可在同一子幀發(fā)SRS，但由于序列正交的有限性，同一小區(qū)同子幀發(fā)送SRS的用戶數(shù)受限。

Sounding導(dǎo)頻采用FDM/CDM混合復(fù)用方式:

(1)CDM:對于具有相同Sounding帶寬的不同用戶(天線)采用CDM方式，即不同用戶使用同一CAZAC碼序列的不同循環(huán)移位(相關(guān)系數(shù)為0)。

(2)FDM:對于具有不同Sounding帶寬的不同用戶(天線)，采用FDM方式。

用戶發(fā)送SRS信號持續(xù)時間有兩種:一種是只發(fā)一次，即只在eNodeB請求發(fā)送時發(fā)送；另一種就是周期性持續(xù)發(fā)送，直到eNodeB發(fā)送停發(fā)指示。周期性持續(xù)發(fā)送時，無論SRS跳頻是否可用，在UE支持天線選擇時，UE端兩根天線在連續(xù)的SRS傳輸子幀間交替?zhèn)鬏擲RS。用戶SRS傳輸周期可取值為2ms，5ms，10ms，20ms，40ms，80ms，160ms，320ms，用戶的SRS傳輸周期及其傳輸SRS相對UpPTS子幀的偏移量，由RRC配置(見表9.2.7)，具體由高層給出。其中，SRS子幀偏移為0，表示在有兩個符號的UpPTS域的第一個符號傳輸；子幀偏移為1，表示在有兩個符號的UpPTS域的第二個符號傳輸，或在有一個符號的UpPTS域傳輸。TDD模式下用戶2ms的SRS傳輸周期應(yīng)理解為:對上/下行切換周期為5ms的配置，用戶在每個半幀發(fā)兩次SRS；對上/下行切換周期為10ms的配置，用戶只在一個無限幀的第一個半幀發(fā)兩次SRS。用戶5ms的SRS傳輸周期只用于上/下行切換周期為5ms的配置，應(yīng)理解為用戶在每個半幀發(fā)一次SRS?？梢钥闯?，TDD模式下，用戶2ms的SRS傳輸周期并不是標準的2ms周期。

表9.2.7TDD模式下用戶SRS傳輸子幀及傳輸周期指示綜上可以看出，用戶SRS傳輸配置由以下幾個參數(shù)構(gòu)成:SRS傳輸持續(xù)時間、小區(qū)SRS傳輸子幀、用戶SRS傳輸子幀、SRS傳輸周期、SRS傳輸天線及SRS跳頻模式。9.2.2.4SRS天線選擇

當UE支持兩天線傳輸SRS時，用于SRS跳頻傳輸和非跳頻傳輸?shù)奶炀€設(shè)置不同。

(1)SRS非跳頻。當SRS非跳頻傳輸時，不論用戶采用部分帶寬還是全帶寬傳輸SRS，在用戶傳輸?shù)趎SRS個SRS時，用于傳輸SRS的天線為a(nSRS)＝nSRSmod2，其中，nSRS＝

記錄用戶傳輸SRS的次數(shù)。nf表示系統(tǒng)無線幀號，ns表示無線幀中的時隙號，TSRS表示用戶SRS傳輸周期。

(2)SRS跳頻。當跳頻可用時，即(bhop<BSRS):

(9.2.3)

其中:

(9.2.4)

從上述公式可以看出，SRS傳輸天線選擇與SRS傳輸周期、SRS是否跳頻以及跳頻帶寬與傳輸帶寬的比值K均有關(guān)系。由于SRS2ms傳輸周期比較特殊，先總結(jié)TSRS＝5ms及其倍數(shù)的天線選擇問題。在此情況下:

(1)當SRS非跳頻傳輸時，或者SRS跳頻傳輸且跳頻帶寬是用戶SRS帶寬的奇數(shù)倍時，用戶交替使用兩天線傳輸SRS。

(2)當SRS跳頻傳輸且跳頻帶寬是用戶SRS帶寬的偶數(shù)倍時，用戶根據(jù)上述公式選擇天線傳輸。圖9.2.3、圖9.2.4和圖9.2.5分別以K＝2、K＝3和K＝4為例給出SRS跳頻時的天線選擇模式。由圖中可以看出，通過這樣的天線選擇配置，無論K取何值，用戶只需傳輸2K次SRS便可得到兩根天線對用戶整個跳頻帶寬所覆蓋頻域的信道估計。

圖9.2.3TSRS＝5ms及其倍數(shù)且K＝2的天線選擇圖9.2.4TSRS＝5ms及其倍數(shù)且K＝3的天線選擇圖9.2.5TSRS＝5ms及其倍數(shù)且K＝4的天線選擇當TSRS＝2ms時，nSRS如果按其文字定義描述則為用戶傳輸SRS的次數(shù)，即用戶每次發(fā)送SRS都會累積增加。但由其定義公式，對同一用戶在UpPTS域的兩個符號中傳輸SRS，根據(jù)它們對應(yīng)幀號和時隙號計算得到的nSRS值相同，且在很多時候用戶在連續(xù)兩子幀傳輸SRS，根據(jù)它們對應(yīng)幀號和時隙號計算得到的nSRS值也相同。這樣一來，TDD模式下以2ms周期傳輸SRS時，如果嚴格按照公式計算，無論是否跳頻，用戶很多時候都會使用相同的天線且在相同的頻域子帶(跳頻也與nSRS參數(shù)有關(guān))連續(xù)兩次傳輸SRS，這就失去了TDD兩天線2ms周期傳輸?shù)囊饬x。由于SRS跳頻時延相對非跳頻時延是跳頻參數(shù)K的倍數(shù)關(guān)系，因此只根據(jù)前幾個參數(shù)的配置情況分析SRS傳輸配置對下行加權(quán)發(fā)射的時延，即假定SRS發(fā)射為非跳頻的小區(qū)全帶寬或可用帶寬，跳頻時延可由此時延推算出來。

9.3.1物理廣播信道(PBCH)

9.3.1.1PBCH的發(fā)射端處理

PBCH的TBSize大小為24bit，附加16bit的CRC，根據(jù)eNodeB端天線配置不同采用不同的擾碼對16bitCRC進行加擾，經(jīng)過卷積編碼后輸出120bit，NormalCP情況下，經(jīng)過速率匹配、小區(qū)加擾后輸出1920bit，ExtendedCP情況下輸出1728bit。9.3下行控制信道PBCH的發(fā)送周期為40ms，因此每個無線幀中發(fā)送480bit(NormalCP)或432bit(ExtendedCP)，經(jīng)過QPSK調(diào)制，層映射和預(yù)編碼后，映射到傳輸帶寬中間的72個子載波上，時域上占4個OFDM符號。需要注意，PBCH映射時需要假定四天線端口的參考信號圖樣。PBCH發(fā)射端處理見圖9.3.1所示。

圖9.3.1PBCH發(fā)射端處理框圖9.3.1.2PBCH的接收端處理

PBCH的碼率較低，當信道質(zhì)量較好的情況下，PBCH每個無線幀可以單獨進行譯碼，也可以4個無線幀進行軟合并聯(lián)合譯碼。PBCH的接收端處理如圖9.3.2所示。

圖9.3.2PBCH接收端處理框圖9.3.1.3PBCH的性能

參考提案R4090749，PBCH仿真條件如表9.3.1所示，性能曲線如圖9.3.3所示。

表9.3.1PBCH仿真條件圖9.3.3PBCH性能曲線9.3.2物理控制格式指示信道(PCFICH)

9.3.2.1PCFICH的發(fā)射端處理

CFI指示每個子幀中PDCCH占用的OFDM符號個數(shù)，對不同的CFI信息，采用固定的信道編碼方式，經(jīng)過信道編碼、小區(qū)加擾后輸出32bit。PCFICH和PBCH一樣，采用QPSK調(diào)制，調(diào)制后輸出16symbol，經(jīng)過層映射和預(yù)編碼后，映射到每個子幀的第一個OFDM符號，16symbol的PCFICH占用4個REG，頻域上分布在整個系統(tǒng)帶寬上以獲得最大的頻率分集增益，PCFICH發(fā)射端處理框圖如圖9.3.4所示。

圖9.3.4PCFICH發(fā)射端處理框圖9.3.2.2PCFICH的接收端處理

在接收端，UE通過OFDM解調(diào)→解物理資源映射→解預(yù)編碼→解層映射→解調(diào)制映射→小區(qū)解擾→CFI檢測等一系列步驟得到CFI信息，用于PDCCH解調(diào)。CFI信息是檢測PDCCH的基礎(chǔ)，如果UE端檢測CFI信息出錯時，可以想象，PDCCH檢測必定是不正確的，因此，PCFICH的性能與PDCCH的性能可以結(jié)合在一起來研究，PCFICH接收端處理框圖如圖9.3.5所示。

圖9.3.5PCFICH接收端處理框圖9.3.3物理下行控制信道(PDCCH)

9.3.3.1DCI的有效載荷

按照CCE數(shù)目的不同，PDCCH共有四種格式，在每個子幀中，可以傳輸多個不同格式的PDCCH。每個PDCCH的有效載荷及CCE大小由承載的DCI格式及下行調(diào)度策略決定，對不同的DCI格式，其有效載荷如表9.3.2所示。

表9.3.2PDCCH的有效載荷(TDD)續(xù)表

續(xù)表

9.3.3.2PDCCH的發(fā)射端處理

不同PDCCH中承載的DCI有效載荷不同，分別附加16bit的CRC，根據(jù)各UE的RNTI序列不同進行CRC加擾。經(jīng)過卷積編碼后，根據(jù)各PDCCH的CCE大小進行速率匹配。一個子幀中傳輸?shù)亩鄠€PDCCH還需要進行小區(qū)內(nèi)合并，以CCE為單位，映射到指定位置處，然后進行小區(qū)加擾→調(diào)制映射→層映射→預(yù)編碼后，以REG為單位映射到子幀的前幾個OFDM符號上。映射前以REG為單位進行交織，以獲得分集增益。PDCCH的發(fā)射端處理框圖如圖9.3.6所示。

圖9.3.6PDCCH發(fā)射端處理框圖9.3.3.3PDCCH的接收端處理

在接收端，UE通過OFDM解調(diào)→解物理資源映射→解預(yù)編碼→解層映射→解調(diào)制映射→小區(qū)解擾→DCI盲檢測等步驟，得到DCI信息。DCI盲檢測需要UE在UE搜索空間或公共搜索空間檢測不同CCE大小的信息，直到UE檢測到屬于自己的DCI或未檢測到DCI信息。PDCCH的接收端處理框圖如圖9.3.7所示。

圖9.3.7PDCCH接收端處理框圖9.3.3.4PDCCH性能

參考提案R4090713，PDCCH仿真條件如表9.3.3所示，性能曲線如圖9.3.8所示。

表9.3.3PDCCH仿真條件圖9.3.8PDCCH性能曲線9.3.4物理HARQ指示信道(PHICH)

9.3.4.1PHICH的發(fā)射端處理

PHICH傳輸eNodeB對不同UE的上行數(shù)據(jù)的ACK/NACK反饋，對于每一個ACK/NACK，只有1bit信息，重復(fù)編碼后輸出3bit，經(jīng)過BPSK調(diào)制后輸出3symbol。NormalCP時，擴頻后輸出12symbol，經(jīng)過小區(qū)加擾→層映射→預(yù)編碼后，進行組內(nèi)合并；ExtendedCP時，擴頻后輸出6symbol，需要先進行REG對齊的操作，再進行小區(qū)加擾→層映射→預(yù)編碼和組內(nèi)合并，合并后每組輸出12symbol，占用3個REG。PHICH持續(xù)時間類型為Normal時，3個REG映射到子幀的第一個OFDM符號上，其頻域分布在整個系統(tǒng)帶寬上以獲得最大的頻率分集增益；持續(xù)時間類型為Extended時，3個REG分布映射到子幀的前3個OFDM符號上，其頻域同樣分布在整個系統(tǒng)帶寬上(特殊子幀時3個REG交替映射到前2個OFDM符號上，頻域分布在整個系統(tǒng)帶寬)。PHICH發(fā)射端處理框圖如圖9.3.9所示。

圖9.3.9PHICH發(fā)射端處理框圖9.3.4.2PHICH的接收端處理

在接收端，UE通過OFDM解調(diào)→解物理資源映射→解預(yù)編碼→解層映射→小區(qū)解擾→解擴→HI檢測等步驟，得到HI信息。對于UE而言，eNodeB反饋的ACK/NACK信息所在的PHICH組和組內(nèi)正交序列序號是已知的，因此HI不需要盲檢測。PHICH接收端處理框圖如圖9.3.10所示。

圖9.3.10PHICH接收端處理框圖9.3.4.3PHICH性能

參考提案R4090749，仿真條件如表9.3.4所示，PHICH性能曲線如圖9.3.11所示。

表9.3.4PHICH仿真條件注:①W＝目標用戶，I1＝干擾用戶1，I2＝干擾用戶2；②每個用戶的資源分配由(組號，組內(nèi)序列號)表示；③每個用戶的功率以第一個干擾用戶為基準；④A＝fixedACK，R＝randomACK/NACK。

圖9.3.11PHICH性能曲線

9.4.1PDSCH的發(fā)射/接收端處理

PDSCH發(fā)射、接收端處理框圖如圖9.4.1、圖9.4.2所示。9.4下行業(yè)務(wù)信道

圖9.4.1PDSCH比特級處理模塊框圖圖9.4.2PDSCH接收端處理框圖9.4.2PDSCH資源分配方式

9.4.2.1資源分配方式0

基于RBG的資源分配方式，使用bitmap指示分配給被調(diào)度UE的RBG，每個二進制位對應(yīng)一個RBG，共有［NDLRB/P］bit用于資源分配指示。P的取值如表9.4.1所示，表示每個RBG中RB個數(shù)。

表9.4.1P取值范圍以10MHz系統(tǒng)帶寬、50個RB為例，共有17個RBG，前16個RBG分別包含3個RB，最后一個RBG只包含2個RB。9.4.2.2資源分配方式1

基于RBG子集的資源分配，共有 bit用于資源分配指示，P為RBG子集的個數(shù)。其中，［log2P］bit用來指示選用哪個子集(其值為0~P－1)；1bit用來指示是左對齊還是右對齊，左對齊代表每個RBG子集的后幾個PRB未分配，右對齊代表每個RBG子集的前幾個PRB未分配；剩余的

bit用于指示子集中分配給被調(diào)度UE的PRB。提案R1081140:以10MHz系統(tǒng)帶寬、50個RB為例，共有3個RBG子集。Subset0和Subset1中有6個RBG，Subset2中有5個RBG，采用2bit用來指示選用哪個子集，14bit用來指示選用子集中的哪些PRB，Subset0、Subset1、Subset2中未被分配的PRB數(shù)分別為18－14＝4RB、17－14＝3RB、15－14＝1RB，如圖9.4.3所示。

圖9.4.3資源分配方式1圖例9.4.2.3資源分配方式2

資源分配方式2包含LVRB和DVRB兩種。LVRB(集中式VRB)中VRB的個數(shù)與PRB相等，是一一對應(yīng)關(guān)系；DVRB(分布式VRB)中DVRB的個數(shù) 取PRB的一部分，并且DVRB是以RB-Pair的形式分配的，第二個slot為第一個slot分配的DVRB的跳頻。根據(jù)題案R1-081818，提供了兩種具體實施方法:

·方法1(見圖9.4.4):

以 為例，查表可以得到:P＝3，Ngap＝Ngap，1＝18。

計算可得:

對于Ngap＝Ngap，1時，只有一個交織單元矩陣，矩陣的行數(shù)為 6。將VRB索引逐行寫入，逐列讀出，交織矩陣的第二列和第四列的最后分別插入

第二個slot和第一個slot分配的DVRB的跳頻循環(huán)移位為

時，可能有部分PRB未被分配，對于Ngap＝Ngap，1時，一部分未被分配的PRB位于中間，偏移為offset＝Ngap

另一部分未被分配的PRB位于最后，個數(shù)為

圖9.4.4方法1(Ngap＝Ngap，1)

·方法2(見圖9.4.5):

以 為例，Ngap＝Ngap，2，查表可以得到:P＝3，Ngap＝Ngap，2＝9。

計算可得:

對于Ngap＝Ngap，2時，可能有多個交織單元矩陣，交織單元矩陣個數(shù)為 矩陣的行數(shù)為Nrow＝ 將VRB索引逐行寫入，逐列讀出，交織矩陣的第二列和第四列的最后分別插入

個NULL值。第二個slot和第一個slot分配的DVRB的跳頻循環(huán)移位為

時，可能有部分PRB未被分配，對于Ngap＝Ngap，2時，偏移為offset＝

未被分配的PRB位于最后，個數(shù)為

圖9.4.5方法2(Ngap＝Ngap，2)9.4.2.4集中式與分布式性能對比

提案R1-074884給出了分布式與集中式分配的性能比較，如圖9.4.6、圖9.4.7所示。

圖9.4.6單天線下性能對比曲線圖9.4.7兩天線分集下性能對比曲線圖中，Nd＝1表示集中式資源分配方式，Nd＝2，3，6表示分布式資源分配方式。Nd＝2表示時隙間跳頻，Nd＝3和Nd＝4表示符號間跳頻。四種傳輸格式為(1PRB，16QAM，R＝2/3)，(2PRB，QPSK，R＝2/3)，(3PRB，QPSK，R＝4/9)，(4PRB，QPSK，R＝1/3)。

由圖中可以看出，單RB下分布式資源分配方式的增益最明顯，隨著RB數(shù)的增加，分布式資源分配方式的增益減小，同時Nd越大，增益越大，但相應(yīng)的復(fù)雜度越高，3GPP協(xié)議最終確定時隙間跳頻的方式，采用Nd＝2。9.4.3PDSCH性能分析

9.4.3.1PDSCH通用性能

參考相關(guān)提案，PDSCH仿真條件參見表9.4.2，其性能如圖9.4.8~圖9.4.12所示。

表9.4.2PDSCH仿真條件圖9.4.8在場景2.1下吞吐量隨SNR變化曲線圖9.4.9在場景7.1下吞吐量隨SNR變化曲線圖9.4.10在場景6.1下吞吐量隨SNR變化曲線圖9.4.11在場景5.1下吞吐量隨SNR變化曲線圖9.4.12在場景4.2下吞吐量隨SNR變化曲線9.4.3.2PDSCH隨PMI特性性能分析

提案R4091237中給出了固定PMI和反饋PMI以及不同PMI反饋粒度的性能。仿真條件參見表9.4.3，其性能如圖9.4.13所示。

表9.4.3不同PMI反饋方式PDSCH仿真條件圖9.4.13反饋單個PMI/多個PMI下PDSCH性能

9.5.1REG的圖例

下行控制信道PCFICH、PHICH、PDCCH在物理資源中的映射以REG為基本單位，不同配置下每個RB中包含的REG數(shù)目不同，每個REG中用于下行控制信道資源映射的RE數(shù)目為4，具體如圖9.5.1所示。9.5下行控制信道資源映射圖例

圖9.5.1REG的圖例由圖9.5.1可知:

(1)無論小區(qū)參考信號的配置如何，第一個OFDM符號中每個物理資源塊nPRB包含兩個REG，如圖(a)。

(2)如果小區(qū)參考信號的配置為單天線端口或兩天線端口，第二個OFDM符號中每個物理資源塊nPRB包含3個REG，如圖(b)。

(3)如果小區(qū)參考信號的配置為四天線端口，第二個OFDM符號中每個物理資源塊nPRB包含2個REG，如圖(c)。

(4)無論小區(qū)參考信號的配置如何，第三個OFDM符號中每個物理資源塊nPRB包含3個REG，如圖(d)。

(5)無論小區(qū)參考信號的配置如何，第四個OFDM符號中:

正常CP:每個物理資源塊nPRB包含3個REG，如圖(e)。

擴展CP:每個物理資源塊nPRB包含2個REG，如圖(f)。9.5.2不同天線配置、帶寬情況下的REG數(shù)目

表9.5.1、表9.5.2分別給出了四端口、兩/單端口下不同帶寬OFDM符號包含的REG數(shù)目。

表9.5.1四天線端口不同帶寬OFDM符號中包含的REG數(shù)目

表9.5.2兩/單天線端口不同帶寬OFDM符號中包含的REG數(shù)目9.5.3下行控制信道符號的物理資源映射

下行信道中各物理信道信息以及參考信號、主輔同步信號可參照以下順序依次映射到相應(yīng)的物理資源位置上，如圖9.5.2所示。

圖9.5.2下行信道物理資源映射的順序

表9.5.3為下行物理資源映射設(shè)定的系統(tǒng)參數(shù)。表9.5.3下行物理資源映射設(shè)定的系統(tǒng)參數(shù)根據(jù)表9.5.3中的參數(shù)設(shè)定，結(jié)合圖9.5.2給出下行控制信道的物理資源映射過程。

系統(tǒng)帶寬為5MHz時，NDLRB＝25，單天線端口發(fā)射時控制信道的RE映射與兩天線端口一致，四天線端口發(fā)射時除了第二個OFDM符號上REG個數(shù)不同外，