《高頻電子技術與應用》課件第3章

3.1概述3.2諧振功率放大器3.3高頻功率放大器仿真應用設計小結(jié)習題

3.1概述

高頻功率放大器用于放大高頻信號并獲得足夠大的輸出功率。它廣泛用于發(fā)射機、高頻加熱裝置和微波功率源等電子設備中，例如電磁爐和微波爐等。

3.1.1高頻功率放大器的分類

高頻功率放大器按其工作頻帶的寬窄不同，可以分為窄帶型和寬帶型兩大類。窄帶型高頻功率放大器由于采用LC并聯(lián)諧振回路作為負載，因此又稱諧振功率放大器，為提高其效率，諧振功放常工作于丙類狀態(tài)。寬帶型高頻功率放大器采用工作頻帶很寬的傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路作負載，可實現(xiàn)功率合成。本章主要討論諧振功率放大器。

3.1.2諧振功率放大器的特點

1.與低頻功率放大器的異同高頻功率放大器與低頻功率放大器的共同點都是要求輸出功率大和效率高。不同點是：低頻功率放大器的工作頻率低、相對頻帶對比較寬，如音頻功率放大器工作頻率在20Hz~20kHz，高端與低端頻率之比達1000倍。由于頻率范圍比較寬，因此低頻功率放大器的負載不能采用調(diào)諧回路，而是采用電阻、變壓器等非調(diào)諧負載。而高頻功率放大器的工作頻率高，如中波段電臺頻率為535~1605kHz，短波電臺頻率為3~30MHz。但相對頻帶很窄，例如，調(diào)幅語言廣播，要求的頻帶寬度只有10kHz。因此，高頻功率放大器常采用LC諧振回路作負載。

2.與高頻小信號諧振放大器的異同高頻小信號諧振放大器與高頻功率放大器的共同點是工作頻率都比較高，而且負載均為LC調(diào)諧回路。但兩者的區(qū)別在于輸入信號的大小不同。高頻小信號調(diào)諧放大器的輸入信號比較小，它的主要任務是不失真地放大有用信號，抑制干擾信號，輸出功率與效率不是主要要求，因此工作在甲類狀態(tài)，其諧振網(wǎng)絡負載的作用是抑制干擾信號。而高頻功率放大器的輸入信號一般比較大，要求輸出功率大、效率高。因此，工作狀態(tài)不能選在甲類，而是選在效率比較高的丙類狀態(tài)。在高頻功率放大器中，LC諧振回路的主要作用是選出基波、濾除諧波，它與高頻小信號調(diào)諧放大器的選頻作用不同。

綜上所述，諧振功率放大器的主要特點是工作頻率高、相對頻帶窄、采用LC調(diào)諧回路作負載、工作在丙類狀態(tài)、輸出功率大，效率高。

3.諧振功率放大器的分析方法

前面研究的高頻小信號調(diào)諧放大器，由于輸入信號比較小，屬于線性電路，可采用分析線性電路的方法來分析。而對于高頻功率放大器，為了得到較大的輸出功率和較高的效率，它的輸入信號會比較大，工作到管子的非線性部分，而且選在丙類工作狀態(tài)，屬于非線性應用。

在低頻功率放大器中，常用圖解法進行分析，方便準確。而在非線性的諧振功率放大器中，負載電壓與晶體管電流之間存在著較復雜的非線性關系，再加上分布參數(shù)（如分布電容、引線電感等）的影響。因此，嚴格地對高頻功率放大器進行分析與計算是困難的。對于諧振功率放大器，常用非線性分析法來分析。

3.2諧振功率放大器3.2.1諧振功率放大器的基本工作原理1.電路組成及工作原理(1)電路組成。簡化的諧振功率放大器原理電路如圖3-1所示。圖中，L1C1和L2C2分別為放大器的輸入和輸出的并聯(lián)諧振回路，均調(diào)諧在工作頻率ω上；Cb、Cc均為高頻旁路電容；RL為負載；VCC為晶體管V集電極直流電源電壓；VBB為V基極偏置電壓，通常VBB小于V的導通電壓Uon，為保證放大器工作于丙類狀態(tài)提供條件，一般VBB≤0，即為負電源。很顯然，靜態(tài)時V處于截止狀態(tài)。

(2)工作原理。若在晶體管基極輸入一余弦高頻信號ub=Ubmcoswt，則其基極和發(fā)射極之間的電壓為ube=VBB+ub=VBB+Ubmcoswt

(3-1)

圖3-1簡化的諧振功率放大器原理電路

根據(jù)晶體管的輸入特性ib~ube，在ub信號作用下，可以得到ib波形如圖3-2所示，為余弦脈沖。由于放大器工作在丙類狀態(tài)，故管子導通角2q＜180°或q＜90°。q稱為半導通角，簡稱為通角。由于wt=q時，ib剛好為零，ube=Uon，故VBB+Ubmcosq=Uon，則(3-2)

圖3-2丙類諧振功放ib~ube特性及ub、ib波形

當ube>Uon時，三極管導通，便由截止區(qū)進入到放大區(qū)，產(chǎn)生ic，與ib相對應，ic也為余弦脈沖，如圖3-3所示。根據(jù)傅里葉級數(shù)分解理論，將ic

余弦脈沖可分解如下形式：

ic=Ic0+ic1+ic2+…+icn+…

=Ic0+Ic1mcoswt+Ic2mcos2wt+…+Icnmcosnwt其中，Ic0為集電極電流直流分量；Ic1m、Ic2m、…、Icnm分別為集電極電流的基波、二次諧波和高次諧波分量的振幅?？梢奿c是由直流分量Ic0、基波ic1、二次諧波ic2、…、n次諧波icn等在對應時間疊加而成的。

當集電極回路L2C2調(diào)諧在輸入信號角頻率w上，即與高頻輸入信號的基波諧振時，諧振回路對基波電流而言等效為一純電阻Re，對直流和其他諧波電流呈現(xiàn)的阻抗很小，可近似看成短路。因此，ic的各種成分中，只有基波電流才能在L2C2回路兩端產(chǎn)生壓降，其值為uc=IclmRecoswt=Ucmcoswt可見，諧振回路具有選頻作用，在輸出回路兩端只能建立起基波電壓uc。根據(jù)圖3-1中各電流、電壓的參考方向，則管子c、e間的瞬時電壓為uce=VCC－Ucmcoswt

(3-4)(3-5)

可知，利用諧振回路的選頻作用，可以將失真的集電極電流脈沖變換為不失真的余弦電壓輸出，另外從能量的觀點也能得到類似結(jié)論。因為輸出調(diào)諧回路是由L2C2組成的，均為儲能元件，在管子V集電極電流ic導通期間(2q內(nèi))，回路儲存能量；而在ic=0期間，回路釋放能量，這就可以維持振蕩電流的連續(xù)性。且通過調(diào)節(jié)L2C2使并聯(lián)回路諧振電阻Re與晶體管所需集電極負載相等，實現(xiàn)阻抗匹配。因此，在諧振功率放大器中，諧振回路除了起濾波作用外，還能起到阻抗匹配的作用。

圖3-3高頻功率放大器各極電壓、電流波形圖

從圖3-3可以看出，ib和ic均為余弦脈沖電壓，雖然集電極電流只在一個很短時間里流通，但通過L2C2回路的選頻作用，可使集電極輸出電壓仍與輸入電壓頻率相同，uce與ube

相位相反。必須指出，上述討論是在忽略了uce對ic的反作用以及管子結(jié)電容影響的情況下得到的。

2.功率關系

(1)丙類諧振功放的直流電源VCC所供給的直流功率為Pv=VCCIc0

(2)輸出功率為

(3)集電極功耗：集電極耗散功率Pc為直流功率Pv與輸出功率Po之差，即Pc=Pv－Po。(3-6)(3-7)

(4)效率為其中，ξ=Ucm/VCC為集電極電壓利用系數(shù)；g1(q)=Ic1m/Ic0為集電極電流利用系數(shù)或波形系數(shù)，它是通角q的函數(shù)。由式(3-8)知，要提高效率，就得減小集電極損耗功率，或者提高ξ或g1(q)。高頻功率放大器為了兼顧輸出功率與效率，最佳通角取70°左右，即選擇在丙類工作狀態(tài)。(3-8)

3.2.2諧振功率放大器的性能分析

在晶體管輸入ub的作用下，丙類諧振功率放大器中管子將經(jīng)歷不同的工作區(qū)域，即放大器工作在不同的狀態(tài)。當ube≤Uon時，管子截止；當ube>Uon時，管子導通，若ub的振幅Ubm不很大，則管子導通時均處于放大區(qū)，于是稱放大器工作在欠壓狀態(tài)；若Ubm很大，則管子導通時將由放大區(qū)進入飽和區(qū)，于是稱放大器工作在過壓狀態(tài)；若Ubm的大小恰好使管子導通時從放大區(qū)進入臨界飽和，則稱放大器工作在臨界狀態(tài)。實際上，諧振功率放大器的工作狀態(tài)不但與Ubm有關，還與電壓VBB、VCC和負載電阻Re有關。在丙類諧振功率放大器中，由于工作狀態(tài)不同，放大器的輸出功率、效率和管耗就大不相同，因此分析放大器各種工作狀態(tài)的特點，以及Ubm、VBB、VCC和Re的變化對工作狀態(tài)的影響。

1.諧振功率放大器的動態(tài)線功率放大器一般采用圖解法進行分析，往往要求在輸出特性曲線上作出交流負載線。例如，在低頻功率放大器中，負載為純阻性，所以交流負載線為一直線，且集電極電流、電壓波形相似。而在諧振功率放大器中，由于負載是諧振回路，因而作交流負載線的方法也就不同，集電極負載諧振回路兩端電壓uc并非與集電極電流ic成正比，而與ic中的基波成分ic1成正比，所以僅由Re是作不出負載線的，應另求其他方法作交流負載線(又稱動態(tài)線)。

動態(tài)線是指放大器在輸入信號的激勵作用下，集電極電流ic與電壓uce的移動軌跡。具體作法：首先選定VBB、Ubm、VCC、Ucm四個量的具體數(shù)值；并且將wt按等間隔給出不同的數(shù)值，如wt＝0°、15°、30°、…、180°等；然后由ube=VBB+Ubmcoswt和uce=VCC－Ucmcoswt求出相應間隔的ube及uce各值，在輸出特性曲線上找出相應的各“動態(tài)點”，再將各動態(tài)點連接成“動態(tài)線”。

例如，在高頻大功率管3DA14特性曲線上，設VBB=0.5V，Ubm=0.24V，VCC=12V，Ucm=8V。當wt＝0°、15°、30°、45°、60°、75°、90°時，分別求出各點的ub、ube、uc及uce之值并列于表3-1中。

表3-1各點的ub、ube、uc及uce的值

根據(jù)表3-1中列出的ube、uce各值，在如圖3-4所示的輸出特性曲線上，找出A、B、C、D、E、F、G七個動態(tài)點，將它們連接即為動態(tài)線。

圖3-4諧振功率放大器的動態(tài)線

圖中，動態(tài)點A表示：wt=0，ube=ubemax=VBB+Ubm=0.5+0.24=0.74V=740mV的那條輸出特性曲線上及uce=uce

min=VCC－Ucm=12－8=4V的對應點。動態(tài)點B表示：wt=15°，ube=732mV的那條輸出特性曲線上及uce=4.3V的對應點。動態(tài)點E表示：wt=60°，ube=620mV的那條輸出特性曲線上及uce=8V的對應點，由圖可見，當ube=620mV時，晶體管集電極電流ic≈0，即近似為截止狀態(tài)?？梢?，ic的導通角q=60°，這說明放大器工作于丙類狀態(tài)。圖中OP虛線代表臨界線，可見A、B、C、D、E、F、G諸點均在放大區(qū)內(nèi)，所以放大器工作于欠壓狀態(tài)。

沿圖中動態(tài)線可繪出集電極電流ic波形如圖所示，為余弦脈沖波，脈沖高度為ic

max，寬度為2q(這里2q=120°)。不難理解，動態(tài)線、放大器的工作狀態(tài)與VBB、Ubm、VCC、Ucm的大小有關。

2.負載特性首先討論當VCC、VBB、Ubm保持不變的情況下，ic與Ucm的關系。由Ucm=Re×Ic1m可知，ic與諧振電阻Re有關。如圖3-5所示為Re不同時的ic脈沖波形。

圖3-5

Re不同時的動態(tài)特性和ic脈沖波形

由式(3-2)可知，通角q不變，即ic的脈沖寬度不變，ubemax=VBB+Ubm也不變，而ucemin=VCC－Ucm卻隨著Ucm的增大而減小。因此，當Ucm較小(即Re較小)時，由于ucemin較大，則動態(tài)點A1(對應于ubemax與ucemin)位于放大區(qū)，放大器工作于欠壓狀態(tài)，動態(tài)線為圖中曲線①，ic為余弦脈沖；當Ucm增大(即Re增大)時，則動態(tài)點A將沿ubemax那條輸出特性曲線向左移動，在Ucm為某一值時落在臨界飽和線OP上(圖中A2點)，此時放大器工作于臨界狀態(tài)，動態(tài)線為圖中曲線②，ic仍然為余弦脈沖，不過幅度比欠壓狀態(tài)時??；

當Ucm繼續(xù)增大(即Re繼續(xù)增大)時，則動態(tài)點A將進入飽和區(qū)(圖中A5點)，此時放大器工作于過壓狀態(tài)，動態(tài)線為圖中曲線③，它在A3點轉(zhuǎn)折，ic為頂部下凹的余弦脈沖，且幅度減小。在過壓狀態(tài)下諧振功放的ic出現(xiàn)下凹(不同于低頻功放中被削平)，這是放大管的集電極負載為諧振回路所造成的。

由此可見，隨著Ucm增大(即Re增大)，動態(tài)線由曲線①變化到②再變化到③，即放大器由欠壓狀態(tài)過渡到臨界狀態(tài)，再過渡到過壓狀態(tài)，對應的ic余弦脈沖由最大變化到較小，再出現(xiàn)下凹。諧振功放的負載特性是指VCC、VBB和Ubm保持不變時，放大器的性能隨Re變化的特性。負載特性如圖3-6所示。

圖3-6負載特性曲線

欠壓區(qū)：在欠壓狀態(tài)時，因為放大器處于放大區(qū)，uce對ic影響很小，所以當Re

變化時，ic脈沖變化不大，即Icmax與q角均變化不大。隨著Re的增大，Ic1m和Ico

基本不變，僅隨Re的增大而略有下降。因為Ucm=Ic1mRe，所以隨著Re的增加，Ucm基本上是直線增加。由于Po=U2cm/(2Re)，既然Ucm與Re均按直線增加，因此在欠壓區(qū)Po也隨Re的增加而直線增大。由于VCC不變，而Ic0隨Re的增加略有下降，因此Pv=VCCIc0也略有下降。Pc=Pv－Po，因為Pv基本不變，所以當Re增加，Po上升時，Pc下降。另外，h=Po/Pv，h隨著Re的增加而上升。

反之，在欠壓區(qū)，隨著Re的減小，h直線下降，集電極耗散功率Pc逐漸接近直流電源供給功率Pv。欠壓嚴重時，由于直流電源供給的功率幾乎全部消耗在集電極上，集電極損耗很大，有時會導致晶體管燒毀，這點必須十分注意。

過壓區(qū)：ic出現(xiàn)凹陷，過壓越嚴重(即Re越大)，凹陷越深。顯然，Ic1m和Ico均隨Re的增大而減小。而Ucm則略升，Po下降，Pv下降，Pc變化不大，h略升，但不顯著，僅比臨界時略高。過壓嚴重時，由于Po下降顯著，h將下降。臨界狀態(tài)：在欠壓區(qū)與過壓區(qū)之間存在著一個臨界點，Re=Reopt，VCC－Ucm=Ucesat。由圖3-6的負載特性知，在臨界狀態(tài)時，Po為最大，h也足夠高(h的最大值出現(xiàn)在略過壓時)。因此，臨界狀態(tài)是高頻功率放大器的最佳狀態(tài)。這種狀態(tài)主要用于發(fā)射機的功放級。

過壓狀態(tài)的特點是當負載電阻Re變化時，輸出電壓Ucm比較平穩(wěn)，且弱過壓時，效率最高。它常用于需要維持輸出電壓比較平穩(wěn)的場合，例如發(fā)射機的中間放大級。集電極調(diào)幅也工作于過壓狀態(tài)。欠壓狀態(tài)輸出功率與效率均較低，集電極損耗大，輸出電壓不穩(wěn)定。

3.調(diào)制特性

諧振功放的調(diào)制特性有集電極調(diào)制特性和基極調(diào)制特性兩種。

(1)集電極調(diào)制特性。當VBB、Re、Ubm維持不變時，諧振功率放大器的性能隨VCC變化的特性稱為集電極調(diào)制特性。集電極調(diào)制特性如圖3-7所示。

圖3-7集電極調(diào)制特性

若放大器原工作于過壓狀態(tài)，只要慢慢增大VCC而維持VBB、Re、Ubm不變，放大器工作狀態(tài)變化趨勢為過壓→臨界→欠壓狀態(tài)。當VCC很小時，放大器工作在強過壓區(qū)，ic下凹很深且幅度很小，故Ic0、Ic1m和Ucm均很小；隨著VCC的增大，放大器逐漸靠近臨界狀態(tài)；在欠壓區(qū)，隨著VCC的繼續(xù)增大，Ic0、Ic1m和Ucm只略有增大。因此，工作在過壓區(qū)的諧振功放，VCC的變化可以有效地控制集電極回路電壓振幅Ucm的變化，這也是集電極調(diào)幅電路的基本工作依據(jù)。

(2)基極調(diào)制特性。當VCC、Re、Ubm維持不變時，諧振功率放大器的性能隨VBB變化的特性稱為基極調(diào)制特性?；鶚O調(diào)制特性如圖3-8所示。圖3-8基極調(diào)制特性若放大器原工作于欠壓狀態(tài)，只要慢慢增大VBB而維持VCC、Re、Ubm不變，放大器工作狀態(tài)變化趨勢為欠壓→臨界→過壓狀態(tài)。在欠壓區(qū)，隨著VBB的增大，Ic0、Ic1m和Ucm迅速增大；且隨著VBB的增大，放大器逐漸靠近臨界狀態(tài)；在過壓區(qū)，隨著VBB的繼續(xù)增大，Ic0、Ic1m和Ucm只略有增大。因此，工作在欠壓區(qū)的諧振功放，VBB的變化可以有效地控制集電極回路電壓振幅Ucm的變化，這也是基極調(diào)幅電路的基本工作依據(jù)。

4.放大特性

諧振功放的放大特性是指VCC、Re和VBB維持不變時，放大器的性能隨Ubm變化的特性。在VCC和Re為定值時，固定VBB、增大Ubm和固定Ubm、增大VBB的情況類似，因此放大特性與基極調(diào)制特性十分相似，如圖3-9所示。圖3-9放大特性

當諧振功放作為線性功率放大器，用來放大振幅按調(diào)制信號規(guī)律變化的調(diào)幅信號時，必須使Ubm變化時Ucm有較大的變化，因此放大器必須工作在欠壓區(qū)。在過壓區(qū)，Ubm變化時Ucm卻近似不變，這時電路起振幅限幅作用，即諧振功放工作在過壓區(qū)可以構(gòu)成振幅限幅器。

3.2.3諧振功率放大器電路

1.饋電電路

(1)集電極饋電電路。圖3-10是兩種集電極饋電電路，(a)圖是串聯(lián)饋電，(b)圖是并聯(lián)饋電。串饋是指晶體管、負載回路和電源VCC三者串聯(lián)；并饋是指三者并聯(lián)。無論串饋還是并饋，都滿足uce=VCC－Ucmcoswt的關系式。集電極電路中電流是脈沖電流，包含有各種頻率成分。

為了保證電路正常工作，要求饋電電路對不同頻率成分的電流呈現(xiàn)不同的阻抗。對直流成分Ic0，要求在外電路中不消耗直流能量，直接把VCC饋送給集電極，對高頻基波分量Iclmcoswt應通過負載回路，以產(chǎn)生回路電壓Ucmcoswt和輸出功率Po，因此除調(diào)諧回路外，其余電路元件對基波分量來說，都應該是短路的。對于高頻諧波分量而言，屬于濾除對象，故不應消耗功率，即所有電路都應呈現(xiàn)短路。為此，元件數(shù)值的選擇應該恰當。

在圖3-10(a)的串饋電路中，Lc是扼流圈，對高頻應有扼制作用，其阻抗應比LC回路諧振電阻Re大一個數(shù)量級(即wLc>10Re)。旁路電容Cp對高頻短路，其阻抗應比Re小一個數(shù)量級((1/wCp)<Re/10)。調(diào)諧回路對基波諧振，對直流而言，Lc和L可視為短路；對高頻基波而言，Lc視為開路，Cp視為短路；對高次諧波而言，電容C也可視為短路。圖3-10(b)的并饋電路，Lc、Cp的選擇原則與串饋電路相同。Cc是隔直電容，它對直流開路，對交流短路。圖3-10(b)的并饋電路，Lc、Cp的選擇原則與串饋電路相同。Cc是隔直電容，它對直流開路，對交流短路。

圖3-10集電極饋電電路

無論是串饋還是并饋，電源VCC的一端必須接地，否則電源的分布參數(shù)將限制工作頻率的提高。同時，分布參數(shù)的不穩(wěn)定，會影響電路的穩(wěn)定性。兩種饋電電路的不同僅是諧振回路的接入方式。在串饋電路，諧振回路處于直流高電位上，諧振回路元件不能直接接地；而在并聯(lián)電路中，由于Cc隔斷直流，諧振回路處于直流低電位上，諧振回路元件可以直接接地，因而電路的安裝比串饋電路方便。但是Lc和Cc并聯(lián)在諧振回路上，它們的分布參數(shù)將直接影響諧振回路的調(diào)整。

(2)基極饋電電路?；鶚O饋電電路也有串饋與并饋兩種，如圖3-11所示。因為丙類功率放大器一般是有基流的，可以利用基流產(chǎn)生自給負偏壓，圖3-12給出幾種常用的基極自偏置電路。

圖3-11基極饋電電路

在圖3-12(a)中，Lb為高頻扼流圈，對直流而言相當于短路，對高頻信號而言相當于開路；Cb為隔直耦合電容，對高頻信號相當于短路；Cp為高頻旁路電容；Rb為自偏電阻。因為ib為余弦脈沖，Cp對ib中的基波及高次諧波相當于短路，且Lb對基波及諧波相當于開路，因而只有直流分量Ib0流經(jīng)Rb及Lb。Lb對Ib0相當于短路，Ib0在Rb兩端產(chǎn)生電壓VBB=－I

b0×Rb作為放大器的自偏壓。在圖3-12(b)中，Lb為高頻扼流圈；Cb為隔直耦合電容；Ce為高頻旁路電容。

因為ib和ic中的直流分量Ib0及通過射極負反饋電阻Re時產(chǎn)生直流電壓VEE=(Ib0+Ic0)×Rb，Lb對直流分量Ib0、Ic0相當于短路，放大器發(fā)射結(jié)兩端電壓VBB=－VEE。在圖3-12(c)中，Lb為高頻扼流圈，當Ib0通過它時，由于內(nèi)部損耗電阻rb

的作用，在Lb兩端會產(chǎn)生一定的壓降，即VBB=－Ib0×rb。在實際應用中，往往是三種偏置同時存在。

圖3-12幾種基極偏置電路

2.耦合電路

為了滿足諧振功率放大器對效率和功率的要求，并且具有足夠高的功率增益，除正確選擇晶體管的工作狀態(tài)外，還必須正確設計晶體管的輸入和輸出耦合回路。輸入和輸出耦合回路的任務是傳輸、濾波和匹配。這里必須指出：由于諧振功率放大器工作于非線性狀態(tài)，因此線性電路（如高頻小信號調(diào)諧放大器）的阻抗匹配的概念不適用于它。線性電路的匹配是指負載阻抗與電源內(nèi)阻相等。

丙類放大器阻抗匹配的概念是：通過匹配網(wǎng)絡的作用，使負載阻抗的虛數(shù)部分與信號源內(nèi)阻的虛數(shù)部分相抵消(諧振)，同時實數(shù)部分等于放大器所需的最佳負載值，這樣就達到了匹配條件。圖3-13中的負載為RL，晶體管輸出功率為Po，若工作在臨界狀態(tài)時需要的電阻為Reopt，則圖3-13丙類放大器的匹配網(wǎng)絡

經(jīng)過輸出耦合回路的轉(zhuǎn)換，使，即達到了匹配。同樣，輸入耦合回路的作用是使晶體管輸入阻抗經(jīng)過它的轉(zhuǎn)換后符合前級信號源的要求。為了突出耦合電路的匹配作用，輸入和輸出耦合電路，往往稱為匹配網(wǎng)絡。匹配網(wǎng)絡的形式很多，但可歸并為兩類，即并聯(lián)調(diào)諧回路和具有濾波器形式的匹配網(wǎng)絡。

以下舉幾個例子，說明匹配網(wǎng)絡的構(gòu)成。①簡單的并聯(lián)回路型匹配網(wǎng)絡。圖3-14是簡單的并聯(lián)回路型匹配網(wǎng)絡。利用變壓器的匝比變換，可以使負載電阻RL折合到晶體管c－e端的電阻等于最佳電阻，以達到匹配的目的。

圖3-14并聯(lián)回路型的匹配網(wǎng)絡

②并聯(lián)回路的變形電路Ⅰ(適用于負載電阻RL較小時)。圖3-15是并聯(lián)回路的一種變形電路。從圖可見，與C2的阻抗1/wC2相比，當RL非常小時，此電路的Q值高，所以，這個電路可用在負載電阻比較小的情況下。

圖3-14并聯(lián)回路型的匹配網(wǎng)絡

③并聯(lián)回路的變形電路Ⅱ(適用于負載電阻RL較大時)。圖3-16是并聯(lián)回路的另一種變形電路。從圖可見，與C2的阻抗1/wC2相比，當RL很大時，此電路的Q值高。所以，這個電路可用在負載電阻比較大的情況下。

圖3-15并聯(lián)回路的變形電路Ⅰ

④Ｐ型網(wǎng)絡。它的特點是調(diào)節(jié)方便、阻抗匹配性能好，且具有較高的濾波性能，在各種發(fā)送設備中得到了廣泛的應用。其等效電路如圖3-17。若網(wǎng)絡的有載Qe值已知，則各參數(shù)可用下式計算(RL和為待匹配的兩阻抗)：

圖3-17

p網(wǎng)絡等效電路

3.3高頻功率放大器仿真應用設計

1.175MHz場效應管諧振功率放大電路圖3-18是工作頻率為175MHz的VMOS場效應管諧振功放電路，可向50Ω負載提供10W功率，效率大于60%。柵極采用了C1、C2、C3、L1組成的T型匹配網(wǎng)絡，漏極采用L2、L3、C5、C6、C7、C8組成p型匹配網(wǎng)絡，柵極采用并饋，漏極采用串饋。

VMOS場效應管的主要優(yōu)點是：動態(tài)范圍大(電壓可達到幾百伏，電流達幾十安培)，其轉(zhuǎn)移特性線性范圍大；輸入阻抗高(可達108

W)，要求輸入信號功率小，柵偏流??；工作頻率高；漏極電流的負溫度系數(shù)可以防止二次擊穿。

圖3-18

175MHz場效應管諧振功率放大電路

諧振功放還可以用作倍頻器。如果實現(xiàn)n次倍頻，只要將輸出LC回路調(diào)諧在nw頻率上(w為輸入信號的角頻率)即可。

2.甚高頻(UHF)功率放大器圖3-19給出了一個晶體管的80W、50Ω、甚高頻(UHF)功率放大器。該電路的帶寬是143~156MHz，增益為9.4dB。圖中各元件參數(shù)為C1=C11=550pF，C2=C9=10pF，C3=60pF，C4=C5=C6=C7=250pF，C8=80pF，C10=80pF，C12=0.1μF，C13=1μF，C14=680pF，RFC1=0.15μH，RFC2=10T，18#線(美國線規(guī))，1/4英寸內(nèi)徑。L1=1.2×0.3cm直線電感，L2=3.5×0.3cm直線電感，L3=4.0×0.3cm直線電感，L4、L5=0.3×0.3cm直線電感，L6=2.7×0.3cm，直線電感，L7=0.8×0.3cm直線電感，L8=3.0×0.3cm直線電感。

這個典型電路可給我們一個低電壓大功率放大的概貌。根據(jù)輸出功率和功率增益可知，該功放需要約10W的輸入功率，由50Ω同軸電纜輸入。因此電路輸入阻抗應變換到50Ω，這由L1~L4，C2~C5組成的匹配電路實現(xiàn)。直線電感的電感量正比于電感的長度。基極和集電極阻抗變換電路采用多級變換的方法，使每一級的變換比不至于太高，這樣可降低阻抗變換電路的Q值，從而提高阻抗變換電路的效率。

C4、C5和C6、C7兩處由于電容器上的射頻電流很大，因此用電容并聯(lián)的方法降低電容器本身及其引線上的串聯(lián)電阻、電感的影響。多級輸出阻抗變換回路還是濾除高次諧波所必需的。因為我們知道，阻抗變換回路的Q值較低，諧振選擇性較差，而發(fā)射機指標要求諧波輻射低于信號功率70dB，只有多級低通濾波器才能將諧波電平降低到要求的水平。

圖3-19甚高頻(UHF)功率放大器實例

3.高頻功率放大器仿真設計

打開Multisim10.0仿真軟件，畫出如圖3-20(a)所示的高頻功率放大器電路，并設置好各個元器件的參數(shù)。其中，XFG1為信號發(fā)生器，雙擊產(chǎn)生如圖3-20(b)所示的信號發(fā)生器面板圖，選擇正弦波，工作頻率為2MHz，峰值幅度為500mV。XSC1為雙蹤示波器。圖3-20高頻功率放大器仿真電路及輸入信號選擇

(1)輸入/輸出波形。根據(jù)圖3-20(a)所示的電路圖設置好參數(shù)，啟動仿真開關，產(chǎn)生A路輸入、B路輸出的兩路信號，如圖3-21所示。由通道A、B的幅度偏轉(zhuǎn)因數(shù)的設置，可以看出，放大接近10倍，且輸入/輸出相位相反，輸出相比輸入有滯后現(xiàn)象。圖3-21輸入/輸出波形

(2)分別調(diào)整信號源輸出信號頻率為1MHz、6MHz，可觀測出諧振回路對不同頻率信號的響應情況，如圖3-22所示。圖3-22不同頻率輸入時，輸出信號的波形變化

(3)分別調(diào)整信號源輸出信號幅度為100mV、800mV，可觀測出高頻功率放大器對不同幅值信號的響應情況，如圖3-23所示。很顯然，當信號源波形幅度為100mV時，高頻放大器沒有輸出信號；而當信號源波形幅度為800mV時，高頻放大器的輸出信號出現(xiàn)底部失真。圖3-23輸入信號不同幅度輸入時，輸出信號的波形變化

(4)分別調(diào)整負載電阻R2為2kΩ和100kΩ，可觀測出輸入輸出信號波形的差異，如圖3-24所示。圖3-24負載電阻不同時，輸入輸出信號的波形變化小結(jié)

1.高頻功率放大器按其工作頻帶的寬窄不同，可以分為窄帶型和寬帶型兩大類，本章討論的是諧振功率放大器。諧振功率放大器工作在非線性狀態(tài)，常利用動態(tài)線來分析其工作狀態(tài)。

2.諧振功率放大器工作在丙類狀態(tài)，其集電極電流為余弦脈沖，在具體工作過程中，利用諧振回路，選出基波，在負載上得到完整的波形輸出。輸出功率和效率是諧振功率放大器的主要指標。為了提高丙類諧振功率放大器的輸出功率和效率，通角選在65°~75°，不但如此，而且應該使放大器工作在丙類狀態(tài)下的臨界狀態(tài)，即Ucm=VCC－Ucesat。

3.在諧振功率放