《電磁波-傳輸.輻射.傳播》課件第5章

第5章天線5.1喇叭天線

5.2拋物面天線

5.3雙反射面天線(卡塞格倫天線)*5.4天線陣方向性計算

5.5同相水平天線

5.6引向天線

5.7螺旋天線

5.8旋轉(zhuǎn)場天線(電視發(fā)射天線)

5.9垂直天線

5.10微帶天線

5.11智能天線

5.12衛(wèi)星天線

5.13移動天線

實際使用的天線可能有各種形狀和結(jié)構，但從最基本的輻射器來說，都可看成是傳輸線終端開放的結(jié)果，如圖5－1所示。平行雙導線打開之后成為最基本的線天線。波導開口處張開之后則成為最基本的面天線。面天線主要用于微波頻段，線天線則主要用于微波以下的頻率。

圖

5-1天線的形成

天線就其尺寸來說，最長的線天線有用于極低頻通信的長達一兩百千米的天線；面天線有用于射電天文的直徑達100m的拋物面天線；短的有用于微波系統(tǒng)的探針和小環(huán)，其尺寸數(shù)量級只有1cm左右。但不論其尺寸如何，都是對應于一定頻率的天線。

5.1喇

叭天

線把激勵了的波導在其終端開口就有電磁波輻射出去，如圖5-2所示，它就是一種簡單的天線。但是波導截面電尺寸很小，不能得到大的增益；而且這種開口使傳播條件突變，引起很強的反射，使波源(非TEM波)與空間(TEM波)的匹配不好，使輻射系統(tǒng)的效率很低，因此，要將波導尺寸逐漸均勻擴展使波導與空間匹配良好，于是形成了各種形式的喇叭天線。喇叭天線的最典型形式如圖5-3所示。矩形波導終端的H面漸變地張開，則稱為H面扇形喇叭天線。E面漸變地張開，則稱為E面扇形喇叭天線。H面和E面都張開，則稱為塔形喇叭天線。圓波導開口終端漸變地張開，則稱為圓錐喇叭天線。

圖

5-2開口波導

圖

5-3各種喇叭天線

當波導管終端開口逐漸張開以形成喇叭天線時，它的特性阻抗從內(nèi)到外逐漸趨于自由空間的特性阻抗(波阻抗)，使終端反射大大降低，其他高階波型也很少了。這時，喇叭內(nèi)電磁場結(jié)構和與其相連的波導波型相同，只是場的分布有些變形，以適應橫截面的漸變。喇叭內(nèi)場的結(jié)構如圖5-4所示。

圖

5–4

E面扇形喇叭內(nèi)場結(jié)構

設喇叭口面尺寸為a×b,a為寬邊，b為窄邊。或者更確切地說，當矩形波導傳輸TE10波時,a邊與面H平行，b邊與E面平行。這時，我們可以認為在口面上各點的場同相，而振幅沿a邊依TE10波的場變化，即E=E0cos(πx/a)。因此，喇叭天線的方向圖就可由下式來決定：(5-1)相應的半功率波瓣寬度為

(5-2)(5-3)而方向系數(shù)(也就是增益)為

式中，Ae為天線的有效面積。

由上述結(jié)果可知，喇叭口面電尺寸越大，波瓣越窄，方向系數(shù)越大。如果口面上的縱橫尺寸相同，即a=b，則E面的波瓣比H面的要窄些。這是因為在口面上沿b邊場的分布均勻。式(5-4)中的有效面積Ae在口面上場完全均勻分布時就是口面的幾何面積A。如口面上的場相位相同而振幅不均勻，或振幅和相位都不均勻，則口面的有效面積Ae和幾何面積A之間的關系為(5-5)其中，g稱為口面利用系數(shù)，它說明口面的有效面與幾何面之比。對于喇叭天線而言，g的數(shù)值大約為0.5。

事實上，由于喇叭由波導壁逐漸擴展而成，場結(jié)構與原來在波導內(nèi)的不同，使口面上場的相位不均勻。由圖5-5可知，口面場的相位從口面中心向邊緣逐漸滯后，距口面中心s處的相位滯后值Δ￠s為由于喇叭口徑的尺度總比喇叭長度L小許多，

因此上式可以化簡為

因此，設喇叭口面沿s的寬度為a，則從中心到邊緣的最大相位滯后值為(5-6)圖

5-5口面場相位計算

一般說來，不應使喇叭過長，但又要保證其方向特性，可取Δ￠max=π/2。這時，當口面尺寸a定下之后，喇叭的長度應保證滿足下式：(5-7)在微波通信技術中，有時就采用大的喇叭天線作為獨立工作的天線；但在微波雷達技術中，

常常采用小的喇叭天線用作反射面天線的照射器(初級饋源)。

5.2拋

物

面

天

線

拋物面天線由照射器和拋物面反射器組成。在本書1.5節(jié)講述波的反射時曾經(jīng)介紹過拋物面的特性。它能將置于其焦點處的源所發(fā)射的球面波，經(jīng)過拋物面反射之后變成平面波。平面波出現(xiàn)在拋物面的口面上表明口面上的場各點大小相同，相位相等。在這種情形下可以獲得更尖銳的方向性。當然，實際的口面場并不完全等同于平面波，但能量集中于窄的波束發(fā)射則是完全肯定的。圖5-6為拋物反射面改善方向圖的示意。圖5-7表示拋物面中的有關幾何參數(shù)。

圖

5-6拋物面天線

圖

5-7拋物面中的幾何參數(shù)

各幾何參數(shù)的意義如下：

(1)拋物面口徑——以拋物面的邊緣為周界的平面?？趶街睆綖镈，半徑以R0表示，口徑面積以A表示。

(2)拋物面軸線——與口徑平面垂直，并通過其中心的直線。

(3)拋物面的焦距——由焦點到頂點的距離，用f表示。

(4)拋物面口徑張角——由焦點對拋物面邊緣相對兩點所張的夾角稱為口徑張角，用2Ψ0表示。

圖5-7實際上是通過拋物面軸線的平面與拋物面相截而得的平面曲線。這一曲線是拋物線。在圖上所示的極坐標中它的方程式可寫為

(5-8)由此不難得到拋物面的口徑、

焦距與口徑張角之間的關系為

(5-9)拋物反射鏡的形式很多，有旋轉(zhuǎn)拋物面、拋物柱面、剖截旋轉(zhuǎn)拋物面等。它們的分析方法是一樣的。如果在拋物面天線的口面上電磁場是均勻的，則它的方向圖與圓口面輻射場的方向圖基本上是一樣的。但實際的照射是不均勻的，考慮到這種不均勻性的計算結(jié)果表明，不論在H面還是在E面，它的方向圖和口面半徑R0與焦距之比R0/f有關。這個比值越小，方向圖的主瓣越尖銳。這就是說，長焦距拋物面有更尖銳的主瓣。不過這時副瓣也較強。所以，要權衡兩方面取適當?shù)腞0/f比值。當R0/f=1.3時可由下式估算其半功率波瓣寬度：(5-10)例如，設工作頻率為6GHz，則λ=5cm，采用直徑為3m的拋物面時，可由上式算出：2θ0H≈1.15°,

2θ0E≈1.24°

拋物面天線的方向系數(shù)仍由式(5-4)計算。但是在確定口面利用系數(shù)g時和喇叭天線不一樣。它不僅決定于口面上場的分布是否均勻，而且也決定于口面對初級饋源照射能量截獲的多少。由于初級饋源發(fā)射的電磁波的方向圖有一定的寬度，能量不可能完全投射到拋物面上去反射，因而總有一部分泄漏，如圖5-8所示。

這種泄漏相當于拋物面的口面利用系數(shù)下降。這兩個方面因素的影響使口面利用系數(shù)g和比值R0/f有如圖5-9所示的關系。從圖上可知，當R0/f為某值時，拋物面口徑的面積利用系數(shù)g具有最大值。這是由于R0/f變化(增大或減小)時，有兩種相反的趨向。當R0/f減小時，越過拋物面的泄漏能量增加，使方向系數(shù)減小，從而引起方向系數(shù)下降；但是當R0/f下降時，由于照射器對拋物面口徑的照射更均勻，方向系數(shù)會增大。因此，這兩種相反的趨向使口面利用系數(shù)大約在R0/f=1.3時達到最大值。這也是公式(5-10)提出的依據(jù)。圖

5-8拋物面天線的能量泄漏

圖

5-9口面利用系數(shù)的變化

上述討論是在照射器的方向性函數(shù)大約為F(θ)=cosθ(-90°≤θ≤90°)的前提下進行的。當照射器的方向圖變化時，最佳的R0/f值也應跟著作相應的變化。但計算表明，不管在什么情況下，最佳口面利用系數(shù)值幾乎相同，即為g≈0.83;并且，此時照射器對口面邊緣的照射比對中心的照射約低10dB電平?？紤]到拋物面加工的誤差問題以及整個天線系統(tǒng)的安裝誤差問題，口面利用系數(shù)的實際數(shù)值一般在0.4～0.5左右。表5－1是微波通信用的旋轉(zhuǎn)拋物面天線性能舉例。表

5-1微波通信用的旋轉(zhuǎn)拋物面天線性能舉例

對拋物面天線的照射器通常有下列幾點要求：

(1)照射器在反射面的相反方向應盡量不輻射能量。

(2)照射器的方向圖應盡可能使反射面得到均勻照射，以便得到最大的方向系數(shù)。

(3)照射器在整個工作頻帶和饋線匹配。

(4)照射器的結(jié)構應不妨礙能量由天線口徑向自由空間輻射，并要求與天線組合時具有足夠的機械強度，以保證整個天線結(jié)構的堅固和正常工作。

在要求方向圖擺動的雷達中，常常利用讓照射器離開焦點作橫向移動來得到波束掃描。由于照射器在拋物面反射后的電磁波傳播路徑上，因此反射后的一部分能量又將被照射器截獲。對于這一部分能量，照射器成了接收天線。照射器接收的能量在饋線內(nèi)形成反射波，由照射器傳向電源，結(jié)果與電源輸出的電磁波合成了駐波，使照射器與饋線匹配不良。為了消除反射波對照射器的影響，可以在旋轉(zhuǎn)拋物面上割取一部分做反射體，如圖5－10所示。此時照射器在反射波的有效作用范圍之外。圖

5-10照射器在有效反射區(qū)外

另一種消除反射波對照射器影響的方法是采用喇叭拋物面天線。如圖5-11所示。在這種天線中，作為初級饋源的照射器喇叭不是正對拋物反射面的頂點輻射，而是把喇叭的照射方向轉(zhuǎn)移一個角度，并使喇叭壁延伸出去與拋物面相連。這種結(jié)構大大地降低了返回照射器的能量。這種天線的增益與普通拋物面天線差不多，但能量泄漏少，副瓣電平低，匹配良好，工作頻帶寬?？梢杂镁匦位驁A形波導饋電?？梢酝瑫r有相互垂直的兩種極化波，甚至可以傳送兩類高頻信道。這些特性對于微波通信中發(fā)射與接收共用一副天線以及寬帶的要求來說是必不可少的。

圖

5-11喇叭拋物面天線

5.3雙反射面天線(卡塞格侖天線)雙反射面天線的基本工作原理如圖5-12(a)所示，它的幾何參數(shù)表示在圖5－12(b)中。它由三個部件組成：主反射面(旋轉(zhuǎn)拋物面)、次反射面(旋轉(zhuǎn)雙曲面)和饋源。雙曲面有兩個焦點，一個是實焦點Fp，一個是虛焦點F。饋源位于雙曲面的實焦點Fp處，而雙曲面的虛焦點F則與拋物面的焦點重合。從雙曲面的幾何關系可知，位于雙曲面實焦點的饋源發(fā)出的波，經(jīng)過雙曲面反射以后變成以雙曲面的虛焦點(也是拋物面的焦點)為中心發(fā)出的波，

然后經(jīng)拋物面反射。

圖

5-12雙反射面天線這樣，

一個天線系統(tǒng)的各幾何參數(shù)之間的關系由下列三個方程表示(參照圖5-12(b))：

(5-11)(5-12)(5-13)其中：f為主反射器拋物面的焦距；D為拋物面的口面直徑；Ψ0為拋物面的張角之一半；Fc為雙曲面虛實兩焦點間的距離；θ0′為雙曲面張角的一半；d為雙曲面直徑；Lv為雙曲面頂點到拋物面焦點之間的距離。這七個參數(shù)中，如果已知四個，則其他三個參數(shù)可由上列三式確定。此三式的證明過程從略。下面我們進一步討論這種天線的原理。分析一個面天線，主要問題之一是如何由口面場分布來確定其電參數(shù)，例如增益系數(shù)、波束寬度及旁瓣電平等。但這必然涉及到如何由照射器方向圖來求得口面場分布。這種天線比普通拋物面天線多了一個雙曲反射面，這就使求口面場的問題復雜化。我們利用“等效拋物面法”可將此雙反射面天線等效為普通拋物面天線。

“等效拋物面法”的實質(zhì)是將拋物面與雙曲面構成的系統(tǒng)視為一個整體，用一個等效拋物面來代替它。可以證明此等效拋物面的焦距比原來的長，而拋物面口徑尺寸相同。參閱圖5-13，此等效拋物面的作圖步驟如下：由目標來的信號為平行于拋物面的射線束，經(jīng)拋物面反射向雙曲面，然后再由雙曲面反射向位于雙曲面實焦點上的饋源。將射向饋源的波束向相反方向延伸且與平行于軸線的射線相交，這些交點的軌跡即為等效拋物面。

圖

5-13等效拋物面

由圖5-13可知：

(5-14)其中，ρ′是由饋源所在的實焦點Fp至等效拋物面上任意點的距離；θ′為相應的射線與軸線間的夾角；fe為等效拋物面的焦距，稱為等效焦距。可以證明，雙反射面天線的原拋物面焦距f與其等效拋物面焦距fe之間的關系為(5-15)上式右方的第一個因子可用M代表，即

(5-16)它稱為雙反射面天線的焦距放大率。由于Ψ0＞θ0，

故M必然大于1。

由上所述可知，如果此天線的主反射面的口徑尺寸和焦距分別等于一個普通拋物面天線的口徑尺寸和焦距，則此天線的性能就相當于有一個等效焦距的拋物面天線的性能，而此等效焦距比原來的大M倍。如需要在這兩個天線口徑上得到相同的照射，則雙反射面天線允許有較大的饋源口徑尺寸，這樣有利于改善電性能。對于這種雙反射面天線的設計，可歸結(jié)于對其等效拋物面天線的設計。*5.4天線陣方向性計算

天線陣的方向函數(shù)是各天線元的方向函數(shù)和無方向陣列的方向函數(shù)之積。我們主要計算后者，它又常稱為陣因子。如圖5-14所示，沿x軸依等距離d排列了n個天線元，計算它在xy平面內(nèi)與y軸成β角的方向圖。圖

5-14陣因子計算

為簡單起見，設各天線元的激勵是等幅的，各天線元至觀察點的距離在振幅方面的差異可以忽略，在相位方面的影響不可忽視。又設各天線元從左至右的激勵電流相位依次滯后￠角。這樣一來，如果第一天線元的輻射場為E1=Ke-jαr1

式中，K=E0F1(θ),E0為天線元最大輻射方向的場強值，F(xiàn)1(θ)為天線元的方向函數(shù)。這樣，

第二天線元的輻射場為

兩者之和為其中，ψ=αdsinβ+￠。這是兩個天線元輻射場疊加的結(jié)果。如為n個天線元，則有但

由此得到合成場的振幅為

(5-17)式中,即為陣因子，如把它記為F2(β),則有

(5-18)此式表明，

陣因子F2(β)的最大值出現(xiàn)在

的時候，命此時的β角為β0，

則有

(5-19)

若各振子間的距離是半個波長，即d=λ/2，這時，式(5-18)成為

(5-20)而最大發(fā)射方向的條件式(5-19)成為

(5-21)若天線元為半波振子且振子沿圖5-14的y軸放置，則其方向函數(shù)為

(5-22)下面我們分別介紹幾種由半波振子排成的天線陣。

1.邊射陣最大發(fā)射方向在振子所在平面的兩邊亦即垂直于此平面的稱為邊射陣，如圖5-15所示。獲得邊射的方法是使各振子的激勵電流同相，這時￠=0，于是式(5-20)成為

(5-23)圖

5-15邊射陣

1)H面方向圖這時，半波振子的方向函數(shù)為式(5-22)中命θ=90°的結(jié)果，即而陣因子則可令式(5-23)中的β=Δ而得到

(5-24)其中，

Δ稱為仰角(或俯仰角)。兩者之積為

(5-25)

圖5-16(a)表示n=4的結(jié)果。

2)E面方向圖這時，圖5-15中的方位角用α表示，則半波振子的方向函數(shù)應為式(5-22)中命θ=90°-α

的結(jié)果，即陣因子可由式(5-23)中命β=0°而得出，即

(5-26)兩者之積為

(5-27)圖5-16四元邊射陣(a)H面；

(b)E面

2.直線陣當各振子不是平行地排列在同一平面上而是首尾相接地排成一直線，則稱為直線陣，如圖5-17所示。設各振子同相激勵，

即￠=0，

研究其在H面和E面的方向圖。

圖

5-17直線陣

1)H面方向圖在此面內(nèi)，半波振子的方向函數(shù)為式(5-22)中命θ=90°的結(jié)果，即

F1(θ=90°)=1陣因子為式(5-23)中命β=0°的結(jié)果，即

F2(β=0°)=n兩者之積即為同相直線陣在H面的方向函數(shù)：

FH(Δ)=n圖5-18四元同相直線陣(a)H面；

(b)E面

2)E面方向圖在此面內(nèi)，半波振子的方向函數(shù)為式(5-22)中命θ=90°-α的結(jié)果，即陣因子由式(5-23)中命β=α而得出，即(5-29)兩者之積即為同相直線陣在E面的方向函數(shù)：

圖5-18(b)是n=4的結(jié)果。

(5-30)

3.端射陣端射陣是最大發(fā)射方向在振子排列所在的平面上，且指向振子排列方向的天線陣，如圖5-19所示。若振子之間相距d=λ/2，且各振子反相激勵，則由式(5-21)可知其最大發(fā)射方向決定于

即θ0=±90°，如圖5-19所示。陣因子由式(5-20)中命￠=π而得到，即為

(5-31)圖5-19表示n=4的端射陣在垂直振子的平面和包含振子的平面內(nèi)的方向圖。在圖(a)的情況下，半波振子本身的方向函數(shù)為F1=1，因此合成方向圖為圖

5-19四元端射陣

在圖(b)的情況下，半波振子本身的方向圖由式(5-31)計算，因此合成方向函數(shù)為

事實上，端射陣并不一定兩端都有最大發(fā)射方向。如果兩平行的半波振子相距λ/4，兩者激勵電流相位差90°，也可以成為端射陣。

4.相控陣從式(5-19)可以看出，如果天線陣中各天線元間的距離d一定，工作波長一定，則改變各振子之間激勵電流的相對相位就能改變最大發(fā)射方向β0。因此，只要連續(xù)改變各振子的電流相位就可以使主波束在空間掃描。這樣的天線陣稱為相控陣。相控陣天線對于跟蹤快速運動目標是有利的，因為它不需要天線本身有機械運動。所以，這種天線又叫電掃描天線。v5.5同相水平天線

米波雷達和短波遠程干線通信都廣泛使用同相水平天線。它是一個天線陣，陣中每一天線元都是中心饋電的半波振子。各振子之間相距λ/2，依一定的行列數(shù)在平面上排陣，如圖5-20所示。這種天線要求每一振子都是同相饋電。為了使發(fā)射集中到一個方向上，還附加有金屬反射網(wǎng)。這種天線的振子由導體構成，為使其工作頻帶加寬，在米波波段常使用銅管或鋁管，在短波波段常使用籠形振子，如圖5-21所示。圖

5-20同相水平天線

圖5-21單振子結(jié)構(a)管形；

(b)籠形

天線面共有2n列和2m行振子，每一振子都是水平放置的。輻射場是水平極化波。振子間距為λ/2。配電饋線要交叉連接，如圖5-22所示，這樣就可以利用傳輸線每隔λ/2就使電流反相以達到同相饋電的目的。為了完全對稱饋電，振子的行數(shù)和列數(shù)都應為偶數(shù)。在米波雷達天線中，振子用λ/4短路線固定在有反射網(wǎng)的構架上。在短波通信天線中，振子和反射網(wǎng)都是懸掛在鐵塔之間的金屬幕。圖

5-22饋線與振子的連接

反射網(wǎng)的緯線平行于振子軸，應當比較密集，使導線間距遠小于工作波長。這樣，可視它為理想導體，而用鏡像原理來計算反射的作用(可參考圖5-23)。網(wǎng)的尺寸(高和寬)應該比天線面大一些。從鏡像原理可知，反射波相當于在網(wǎng)后對稱位置有一反相激勵源，如圖5-24所示，鏡像源與真實源有λ/2的波程差。這樣就可以補償反相激勵，而在所需要的發(fā)射方向上使輻射場同相相加。這就使能量集中到一個方向去發(fā)射。

圖

5-23反射網(wǎng)

圖

5-24反射網(wǎng)的原理

發(fā)射機通過主饋線，第一配電饋線(列饋線)和第二配電饋線(行饋線)向天線各振子饋電。第二配電饋線使每行振子的電流同相且等幅。第一配電饋線應設計成使每列振子電流同相。至于振幅則可以相等，也可以依一定的比例(例如依契比雪夫多項式的系數(shù)，或其他規(guī)律)分配以便抑制副瓣。同相水平天線的方向圖從概念上觀察可以判定為圖5-25中沿z軸方向。因為z軸是垂直于天線陣平面的軸。在各天線元都是同相饋電時，在此軸方向上，天線元都有相同的波程，因而各天線元的輻射在z軸上同相相加，由此形成沿z軸的最大發(fā)射方向。具體的方向函數(shù)可由以下的計算結(jié)果得出。圖

5-25同相水平天線的方向圖

在同相水平天線中，參考圖5-25可知，沿x軸相當于邊射陣，沿y軸是直線陣。在H面上，這兩個陣的陣因子由式(5-24)和式(5-28)之積決定。前者為在式(5－24)中以2m代替n的結(jié)果；后者為在式(5-28)中以2n代替n的結(jié)果。在此面上，半波振子本身的方向因子均為1，故同相水平天線在H面的方向函數(shù)為在E面上，半波振子的方向函數(shù)為

陣因子為式(5-26)與式(5-29)之積，但前者應將n換為2m，后者應將n換為2n，

即

于是同相水平天線在E面的方向圖函數(shù)為

最后的結(jié)果為

(5-32)H面：

E面：

考慮到反射網(wǎng)的作用，根據(jù)第4章式(4-49)和式(4-50)可知，當H=λ/4時還應乘以下列因子：在H面：

在E面：

因此，

總方向函數(shù)為

(5-33)(5-34)可見，在H面的方向圖只與兩個方向函數(shù)有關，它們是列方向函數(shù)和反射網(wǎng)方向函數(shù)，而與單振子和行方向函數(shù)無關。在E面的方向圖只與單振子方向函數(shù)、行方向函數(shù)和反射網(wǎng)方向函數(shù)有關，而與列方向函數(shù)無關。同相水平天線的方向系數(shù)D可由下式來計算：

(5-35)即(2.5～3)倍行列數(shù)之積。表5-2列舉了幾個同相水平天線的性能以供參考。把其中一些參數(shù)和表5-1的微波天線相比較可以看出，同相水平天線的增益要比微波天線低得多，半功率波瓣寬度也比微波天線大。但是在線天線中它仍然是高增益、

銳方向性天線。

表

5-2幾個同相水平天線的性能參數(shù)

5.6引向天

線引向天線或稱波道天線、八木天線，它廣泛用于分米波和米波雷達以及米波通信設備中。這種天線的結(jié)構如圖5-26所示。它由一個中心饋電的有源半波振子(或稱主振子)、一個反射振子(稍長于半波長)和若干引向振子(稍短于半波長)構成。引向器的數(shù)目通常為一個以上。各引向振子可以是一樣長，也可以是離有源主振子越遠的越短。反射振子和引向振子都是無源振子，它們的中點是短路的，不接電源，所以又稱為寄生振子。各振子之間的間距一般小于λ/4。所有振子在一個平面內(nèi)，軸互相平行，中點在一條連線上并固定于金屬桿上。振子所在的平面是天線發(fā)射的電場振動平面，所以稱為E面。通過振子中心的金屬桿與振子所在平面相垂直的平面是H面。

圖

5-26引向天線結(jié)構

在第4章4.7節(jié)討論二元振子的方向性時曾經(jīng)說過，如有兩振子相距λ/4，其中振子1的激勵電流超前于振子290°，且兩者振幅相等，則天線的最大發(fā)射方向在振子1→振子2的方向。這是因為，振子1的超前90°激勵會被D=λ/4距離引起的相位滯后90°所抵消，而在振子1→振子2方向上發(fā)射的電波同相相加，故形成最大發(fā)射方向，如圖5－27所示。在與之相反的方向上，振子2的輻射場除激勵電流滯后于振子190°外，又有λ/4的程差相移，所以，在相反方向上兩者的輻射場處處反相抵消，形成零發(fā)射方向。在這種情形下，如果振子2是主振子，則振子1相當于反射器；如果振子1是主振子，則振子2相當于引向器。這就是引向天線的基本作用原理。圖

5-27引向天線原理

但以上是兩振子都接入電源，并能控制各振子的電流大小和相位的結(jié)果。如果只有一個振子接入電源，而另一振子在中心短路，則此無源振子上的電流大小和相位將依賴于有源振子電磁場對它的感應。這種感應而生的電流將產(chǎn)生一個輻射場。如能調(diào)整振子的長度和它與有源振子的距離，就有可能使其輻射場在一個方向與有源振子的相加而增強；在相反的方向上相抵而減弱。和兩者都接電流時的不同之處在于，這種感應而產(chǎn)生的反射或引向作用并不一定發(fā)生在相距λ/4和長度為λ/4的情況下。由理論的估計和實際的測量表明，用作引向器的無源振子長度應短于有源振子；用作反射器的無源振子長度應比有源振子長些。兩者之間的距離也不是λ/4而是小于λ/4。圖5-28(a)、(b)分別是三元和五元引向天線尺寸舉例。圖(c)是有6個引向器的天線方向圖，其中實線是H面方向圖，

虛線是E面方向圖。

圖5-28實際引向天線舉例(a)三元引向天線尺寸；

(b)五元引向天線尺寸；

(c)八元引向天線方向圖

由一個有源半波振子、一個反射器或一個引向器構成的引向天線，它的方向系數(shù)最大可達6。為了進一步加大方向系數(shù)，可以同時使用一個反射器和若干個引向器。為了加強反射作用，有時可以加反射網(wǎng)。當引向器數(shù)目加多時，反射器的作用變?nèi)?，天線的方向性基本上決定于引向器。但引向器的數(shù)目也有一個限度，增加太多對提高方向系數(shù)的作用將不顯著，而結(jié)構上卻變得笨重。所以很少有十幾個或幾十個單元的引向器。引向天線也是一種天線陣，從天線陣的分類來說，它是端射陣。有時，在引向天線的終端放一個平面反射器可使電磁波反射回去，造成與端射式相反的最大發(fā)射方向。這種天線稱為背射式天線。這種天線比原來端射式天線的增益高，副瓣電平低，是衛(wèi)星通信地面站所使用的天線之一。

引向天線的方向系數(shù)可由下式計算：

(5-36)其中：L為有源振子至最末一個引向器之間的距離；g是一個與振子數(shù)目有關的比例系數(shù)。從上式看，它相當于L等于一個波長時天線的方向系數(shù)。圖5-29是D和g隨L/λ變化的曲線。圖

5-29計算方向系數(shù)的曲線圖

引向天線的方向系數(shù)還可用如下的經(jīng)驗公式估計：

(5-37)其中，n為引向器數(shù)目。引向天線的半功率波瓣寬度2θ0與L/λ有關，圖5-30是兩者關系的大概變化情況。這種天線的效率較高可達90%以上，除單獨使用外，也可以組成引向天線陣以獲得更高的增益。

圖

5-30半功率波瓣寬與L/λ的關系

1.折合振子

為了有效地將電磁能量饋送到天線而發(fā)射出去，要求有源振子設計成諧振波長(還要計及無源振子的影響)，使天線輸入阻抗為純電阻，同時還必須考慮天線輸入阻抗與饋線匹配問題。半波振子的輸入阻抗為73Ω，為純電阻。但是在它附近放置幾根無源振子之后，由于耦合作用可使輸入阻抗降低到60Ω以下，甚至低到15～20Ω。引向天線是同軸電纜饋電的。標準同軸電纜的特性阻抗一般在50～100Ω之間。為了提高天線的阻抗使其能補償無源振子引起的下降而與同軸電纜匹配，以提高饋電效率，引向天線的有源主振子一般均采用折疊式半波振子，簡稱折合振子。

折合振子是在一個有源振子的兩端接上一個無源振子而構成的，如圖5-31所示。兩振子的距離D遠小于波長λ。在這種情形下，兩振子上的電流I0相同。這一點可由圖5-32看出?？梢园颜酆险褡涌醋鲝闹悬c橫向拉開的λ/2短路傳輸線。拉開之后，原來反相分布的電流變?yōu)橥喾植肌Ｓ捎谡酆险褡拥膬烧褡娱g的距離遠小于波長，故對外部空間來說，相當于電流為2I0的一個單振子。那么，其輻射功率為圖

5-31折合振子

圖

5-32折合振子的形成

若天線為理想結(jié)構(即無耗天線)，

則輻射功率P就等于輸入功率P0,而天線的輸入功率為

從上兩式相等不難看出，在折合振子情況下，輸入電阻Rin為4Rr，即折合振子的輸入電阻為單振子的四倍。單振子的輸入電阻為73Ω，現(xiàn)在變?yōu)榇蠹s300Ω，這樣就提供了足夠的輸入阻抗儲備量使其降低之后仍能與同軸線匹配。由于兩振子電流同向，且距離極近，因此折合振子的方向圖和半波單振子的方向圖沒有什么區(qū)別。

2.平衡饋電對稱振子天線的兩臂相對于地而言是對稱的。但是同軸線的內(nèi)外導體對地而言不是對稱的。因此，如將同軸線的內(nèi)導體與對稱振子的一臂相接，外導體與另一臂相接，就會引起振子上的電流分布不平衡。這種情況可由圖5-33看出。這時，外導體內(nèi)壁的電流I1在開口處分為兩路：一路I2沿外導體外壁流出；一路I1-I2流到振子左臂。中心導體的電流和外導體流過的總電流I1是相等的。這樣一來，振子上左右兩臂電流的分布就不平衡了，如圖5-33中右側(cè)的電流分布曲線所示。這種不平衡饋電的后果主要有三：①使天線方向圖不對稱，發(fā)生扭轉(zhuǎn)；②電纜外殼有輻射且為垂直極化振動，如用作接收天線，則振子不僅能受到水平極化波的干擾，還可能受到垂直極化波的干擾；③改變了天線的輸入阻抗，使天線與饋線失配。圖

5-33不平衡饋電的結(jié)果

采用平衡裝置可以改正不平衡饋電的情況。一種方法是加裝一個λ/4的短路扼流套筒，或在同軸線接天線端開一個λ/4的短路縫隙，如圖5-34所示。這種裝置在開口端呈很大的阻抗(理論上是無限大阻抗)，使向同軸線外導體外壁流的電流受阻，于是可達到振子兩臂平衡饋電的目的。

圖

5-34扼流筒與縫隙

另一種裝置是采用U形管，如圖5-35所示。在這種裝置中，對稱振子的兩臂都接在同軸電纜的中心導體上，但相距λ/2。由傳輸線的理論可知，相距λ/2處阻抗不變，電流反相。所以，將這兩點接入振子兩臂就能夠滿足兩臂對電流相位的需要。這時由于外導體只用作屏蔽，因而不存在上述的外表皮電流問題。但是，U形管的裝置，不僅能達到平衡饋電的目的，還會起到阻抗變換作用

圖

5–35

U形管

5.7螺

旋天

線

螺旋天線是將導線繞成螺旋狀而構成的天線。在一定的結(jié)構尺寸下，它稱為端射式天線。它通常使用在500～2000MHz范圍，用于產(chǎn)生圓極化波。它的結(jié)構和幾何參數(shù)如圖5-36所示。它由同軸線饋電；外導體展開為反射板，也是地線；中心導體延伸出來制成螺旋線。螺旋線的終端可以懸空，也可以把它和同軸線外導體相接。在圖5-36中，A表示天線長，螺旋一圈的直徑用D表示，S是旋距，C是圓周長，即C=πD，L代表螺旋一圈的長度。由圖上的幾何關系可知： 。螺旋的旋距角α則由tanα=S/C來決定。圖

5-36螺旋天線

圖

5-37方向圖舉例

可以把螺旋天線的每一圈當作一個天線元，然后把它們排成直線陣以計算其方向函數(shù)。所得的結(jié)果為

(5-38)由實際測量得到的實用經(jīng)驗公式為

增益

(5-39)

半功率角

(5-40)這兩個公式成立的條件為

(5-41)現(xiàn)在研究圓極化波的形成。取螺旋天線的一圈，把它看作平面線圈，它的長度正好是一個波長，如圖5-38所示。在此線圈中，電流是行波。在時刻t1，它的電流分布如圖5-38(a)所示。取A、B、C、D四個單元來看，在此時刻，它們的x方向電流分量的輻射場是互相抵消的。在所有相對于y軸的對稱點上都是如此。于是在t1時刻產(chǎn)生輻射場的有效電流分量只有Iy成分。它相當于y軸平行分布在圓周上的許多電流元，它們合起來將在軸線z方向上產(chǎn)生最大場強，并且也是y分量，即Ey。再過1/4周期之后，上述圓電流圈上的電流將如圖5-38(b)所示。圖

5-38圓極化波的形成

螺旋天線的工作波段寬。在軸向發(fā)射最強的條件下，它的方向圖、輸入阻抗和極化情況可以在1.7∶1的頻率范圍內(nèi)保持不變。它的這一優(yōu)點，正好克服了引向天線的缺點。但它的缺點——制造和調(diào)整具有高增益的大螺旋天線比較困難及副瓣電平較高，又是引向天線的優(yōu)點。

5.8旋轉(zhuǎn)場天線(電視發(fā)射天線)這種天線是利用非全向方向圖在空間繞垂直軸旋轉(zhuǎn)而獲得全向方向圖的。通常電視發(fā)射天線就采用這種旋轉(zhuǎn)場天線。它是在空間水平面上互相垂直放置的兩個對稱振子(半波振子)，并以90°的相位差分別對它們饋電。為了說明旋轉(zhuǎn)的原理，我們先用基本振子的方向圖來討論。如圖5-39所示，兩基本振子互相垂直地放在水平面上。

圖5-39旋轉(zhuǎn)場天線振子①的方向函數(shù)為sinθ，振子②在同一點P觀察時，它的方向函數(shù)應為cosθ。對圖上所標的激勵電流正方向來說，它們在P點的電場同方向相加。在距振子r處觀察電場的振動，考慮到激勵電流的90°相移，則兩者的振動式應為式中：sinωt和cosωt反映激勵電流的相移在P點產(chǎn)生的兩個輻射電場的相移;系數(shù)A包括了一切在距離、電流振幅、振子長度等給定后的不變量。由于兩振子是完全相同的，因此系數(shù)A也都一樣。兩天線在P點的合成場為(5-42)這一結(jié)果表示一個旋轉(zhuǎn)著的電場振幅分布。因為，如命θ′=θ-ωt,則(5-43)它表示在θ′坐標中的電場分布是不變的，而在θ坐標中卻以ω為角速度在空間旋轉(zhuǎn)。

換言之，如果觀察者在隨著場旋轉(zhuǎn)，他將看到如式(5-43)所示的方向圖。如果觀察者相對于旋轉(zhuǎn)場靜止，則將看到如式(5-42)所示的方向圖。這種情況如圖5-40(a)所示。

這種旋轉(zhuǎn)著的方向圖在水平面內(nèi)將形成無方向性的圓。

圖

5-40旋轉(zhuǎn)方向圖

實際的旋轉(zhuǎn)場天線采用半波振子。

這時在P點的電場強度為

這也是一個旋轉(zhuǎn)場。它轉(zhuǎn)出來的水平面方向圖如圖5-40(b)所示。為了使兩振子的電流有90°相移，可采用兩種饋電方法。一種方法是用短路同軸線構成電感，串接在饋線與振子之間，如圖5-41(a)所示。另一種方法是使兩振子的饋線長度差λ/4以得到90°相移，如圖5-41(b)所示。圖

5-41旋轉(zhuǎn)場天線的饋電

為了適應寬頻帶的需要，應加粗振子導體的直徑以降低輸入阻抗。為了減輕重量，把粗導體改為導體板。為了架高之后減小風阻，把導體板改為用鋼管做成的柵板來代替金屬板。為了防雷，還要加入接地的鋼管。這樣一來，電視發(fā)射天線就演變?yōu)樗^的蝙蝠翼天線。其過程如圖5-42所示。最后形成了圖5-42(b)、(c)所示的天線。

圖

5-42蝙蝠翼天線圖5-42(b)中所示的天線，由于兩端DD短路，故在AD上形成駐波，A-A有最高電壓。但A-A點的振子最短，阻抗很大，因此振子上的電流小。從B到D的幾個振子，由于逐漸變長，阻抗減小，因此雖然電壓逐漸減小，但振子上的電流仍然增大。電流的最大值在AD中間。因此，在垂直于振子的平面內(nèi)，它的方向圖近似于相隔半波距離的兩個半波振子所產(chǎn)生的方向圖。另一方面，B-B、C-C各點，短路線BD、CD呈電感性，而各振子呈電容性，有對消作用，所以有寬波段特性。經(jīng)過實驗，這種蝙蝠翼天線的輸入阻抗約為150Ω的純電阻，在30%的頻帶內(nèi)，駐波比小于1.1。

若在與上述蝙蝠翼面垂直的方向上再加一副振子，饋給90°相移的電流，則在水平面內(nèi)可得到旋轉(zhuǎn)場。為了增強垂直平面內(nèi)的方向性，可增加蝙蝠翼天線的層數(shù)。每層天線的中心距離約為一個波長。圖5-43是一個四層和六層天線在垂直平面的水平極化電場的方向圖。橫坐標表示仰角。在振子放置的水平平面內(nèi)，該天線發(fā)射水平極化波。離開此平面，則不是水平極化波而成為橢圓極化波。在垂直于振子平面的軸線上。亦即在天線鋼桿所指的方向上是圓極化波。表5-3是多層蝙蝠翼天線的增益數(shù)據(jù)，

可供讀者參考。

圖

5-43多層天線的方向圖

表

5-3多層蝙蝠翼天線的增益數(shù)據(jù)

5.9垂

直天

線

垂直天線是垂直(例如相對于地面，或相對于大導體平面)放置的振子。它在水平面內(nèi)的方向圖是一個圓，因此，它也是全向天線。當它放在理想導電平面上時，由于它的鏡像源上的電流方向相同，可以顯著地增強輻射，因此，這種天線總要伴隨一個導電性能良好的大平面。同時，為了使它在垂直平面的方向圖不發(fā)生裂瓣，天線不能太長，一般說來是λ/4或更短。因此，我們可以說，所謂垂直天線，就是放在導電平面上的高度約為λ/4或更小的直立式天線。這種天線的應用范圍極廣，從超長波(波長幾十到上百千米)到微波(幾個厘米)都要用它。這種天線一般是在其下部饋電，它在垂直面內(nèi)的方向圖相當于被截去了一半的8字形。

雖然是底部饋電，但從鏡像原理來看，它和中間饋電的對稱振子性質(zhì)相同。如果天線的高度h正好相當于λ/4，則它可認為是半個半波振子。這時在底部是電流波腹，電壓波節(jié)(零電位)；上端是電壓波腹，電流波節(jié)。圖5-44給出了這種振子天線的基本特點。其中，圖(a)是與之相應的鏡像；圖(b)表示當它的高度h=λ/4時的電流電壓分布；圖(c)是它在水平面上的基本方向圖；圖(d)是它在垂直平面上的基本方向圖。圖上顯示了四種情況?？梢钥闯?，當?shù)孛媸抢硐雽w時，

沿地面的場強最大。

圖

5-44垂直天線的基本特點

1.天線的有效高度在這種天線中，要想增強輻射可以增加天線的高度。但是不能無限制地增高。因為，天線高了輻射的總功率固然有所增加，但產(chǎn)生了裂瓣，造成功率的分散，這是不利的。何況在某些情況下(例如波長為2000m的長波)，即使想把天線架高到λ/4的長度也是相當困難的。所以，對于這種天線，一個突出的問題是如何在不太允許增加高度的條件下增強發(fā)射能力。

所謂天線的有效高度，是指把原來不均勻分布的電流振幅，依一定振幅的電流來均勻分布時應有的高度。這個“一定振幅”的電流可以是輸入端的電流振幅，如圖5-45中的IF；也可以是波腹電流，如圖5-45中的I0。如果振子正好是λ/4，則兩者相等。圖5-45表示一段垂直天線，其實際高度為h，它的電流分布如斜線面積所示。如果把這個面積改為一個與之相等的矩形面積，它的一個底邊是輸入端電流IF，則另一邊就是相對于輸入電流IF的等效高度，用he表示。圖5-45有效高度設天線電流振幅依正弦函數(shù)分布。為方便起見，以終端為坐標零點，于是由圖5-45可知，沿線電流振幅的分布為

(5-43)這里，I0是波腹電流，α=2π/λ是相移常數(shù)。由此，輸入端的電流振幅IF可寫為

(5-44)根據(jù)有效高度的定義，兩個面積相等，則必然有

但由式(5-43)和式(5-44)可知，

把它代入積分式可算出

但因為

故

(5-45)這是以輸入端電流振幅IF為準計算垂直天線有效高度的一般公式。下面說明兩個特例。

(1)h<<λ。這時天線等于基本振子。由可知

(5-46)(2)h=λ/4。這時天線是半個半波振子。在式(5-45)中命h=λ/4即得

(5-47)

例如，波長為400m，接地垂直振子的實際高度為h=20m，由式(5-45)可知其有效高度為

又從h<<λ的式(5-46)可算出

以上算的是半個振子的結(jié)果。如要算整個對稱振子的有效長度Le，則應把所得的分式乘以2，再將h換為振子一個臂的真實長度l即可。

例如，

由式(5-45)可得

(5-48)

2.輻射電阻

當電流沿有效高度均勻分布時，可把天線稱為長度為he的電流元。它的輻射電阻計算公式已在第4章導出過，

即

其中，l是基本振子的長。如果以對稱振子的有效長度Le代替上式中的l，就能算出對稱振子的發(fā)射電阻。但對稱振子的有效長度是垂直接地振子的兩倍，即Le=2he。這是自由空間的情形。實際上垂直接地振子的輻射只是地面上半空間。所以，它的發(fā)射電阻應為對稱振子的一半。把這些討論結(jié)果代入上式就可計算出垂直振子發(fā)射電阻的公式為

(5-49)這是歸算于輸入端電流的發(fā)射電阻。在上例中我們已算出λ=400m,h=20m的垂直振子的有效高度he=10m，代入式(5-49)就可算出它的發(fā)射電阻為可見，發(fā)射電阻很小。

3.天線的加載(加頂負載)從有效高度可知，要想提高垂直振子的發(fā)射能力就必須提高它的有效高度。為了增大有效高度就必須使電流均勻分布。為此，通常要在垂直振子頂部加上水平的或傾斜的導線網(wǎng)。它們加大了振子終端的電容，使原來的終端電流波節(jié)移至導線網(wǎng)的末端，使垂直振子上的電流分布更加均勻。這種方法稱為天線的加載，就是增加一個頂負載。頂負載是水平導體，本身的輻射由于導體面下的反方向鏡像而變得很弱。所以，加頂負載以后，天線的基本發(fā)射部分仍為垂直部分。加頂好比把天線應加長的部分折轉(zhuǎn)，使電流波節(jié)移至水平部分的末端，如圖5-46所示。圖上顯示了天線和頂負載上電流分布的大致情況。

例如有一垂直接地天線，它的高度h<<λ。如果加頂負載之后，可使垂直部分電流變均勻，于是天線的有效高度會從h/2變?yōu)閔。由此從式(5-49)可知其發(fā)射電阻會增長至原來的4倍。圖

5-46加頂負載的天線電流

4.接地和地網(wǎng)在多石與干燥土壤上或?qū)τ诓皇情L期固定架設的電臺，可用架在地面上的地網(wǎng)來代替接地導體。圖5-48(b)是一個有地網(wǎng)的短波直立式天線。地網(wǎng)的高度與電臺功率有關，小功率和中功率短波電臺約為0.5～1m，大功率電臺更高些，可達5m。地面不良導電影響范圍約為0.35λ，所以接地導體和地網(wǎng)的范圍最好為0.3λ～0.5λ。接地和地網(wǎng)對提高天線效率有顯著影響。就長波天線來說，它的效率是很低的，一般為10%～20%，如果地線鋪張的面積小，甚至可降至0.1%以下。如果注意架設良好的地線，

可望提高效率到50%或更高。

圖

5-47接地和地網(wǎng)

圖

5-48接地導體和地網(wǎng)

5.常見的幾種垂直天線

1)長中波天線在這一波段，最短的波長約為150m，相應的頻率為2MHz。如果要使天線架高，且達到諧振長度，避免或減輕地面的影響是困難的。既然不能避免地面影響，則天線的發(fā)射問題必然會伴隨電波沿地面的繞射。實際的地面不是理想導體也不是理想絕緣體，而是半導電介質(zhì)。在這種情況下，如果電波中的電場與地面平行，則相當于平行于地面的兩點之間加上了電壓，會引起水平電流而消耗能量，所以采用水平極化波沿地面?zhèn)鞑ナ遣焕?。這類天線的架設形式有兩種，一種是懸導線式，一種是桅桿或鐵塔式，如圖5-49所示。懸導線式的饋電方式在圖上容易看清。桅桿或鐵塔式的饋電方式需要做一些說明。圖5-49(d)是有絕緣基座的鐵塔天線。圖5-49(e)、(f)、(g)的天線都有接地基座。圖(e)是通過可調(diào)電容饋電。圖(f)是頂饋式傘形天線。它把同軸線中心導體通過中空的桅桿內(nèi)部延伸上去和頂傘(即頂負載)相連，同軸線的外導體則與桅桿相連。這樣，相當于電源接在頂傘和桅桿頂部之間，所以稱為頂饋式。圖(g)是通過環(huán)形線圈由磁感應饋電，桅桿相當于變壓器的次級。具有接地基座的天線結(jié)構穩(wěn)固，不用拉索，不必裝防雷裝置，可以豎得高些，

所以構造成本較低。

圖5-49長中波天線(a)T形；

(b)Γ形；

(c)傘形；

(d)、

(e)鐵塔；

(f)、

(g)桅桿

2)短波與超短波鞭形天線使用垂直接地振子由地面?zhèn)鞑ル姴ㄒ赃_到通信目的的短波和超短波天線，一般稱為鞭形天線。它們的長度，在便攜式電臺最高為1.5～2m左右，在車載電臺一般最高為4～5m左右。鞭形天線由空心或?qū)嵭牡你~、鋼或硬鋁桿做成。其加載的方式，可以是把終端做成小球或小圓盤，也可以是加輻射狀的金屬片。其接地和地網(wǎng)，在便攜式電臺則為機架，在車輛電臺則為車身，或者引出掃帚式的地線。若為固定架設的，則采用圖5-48(b)所示的地網(wǎng)，一般由四根或更多股導線構成。這種天線的水平面方向圖基本上是圓。但由于加頂?shù)那闆r不一樣，因而可以有些變化。圖5-50是幾個例子。應用于這個波段的垂直天線由垂直極化的地表面波傳播的通信距離，一般為幾千米到幾十千米。

圖

5-50鞭形天線及其變形舉例

3)盤錐天線在垂直振子中，如圖5-44所示的方向圖只有在導體板尺寸為無限大的情況下才是對的。實際上電臺的機架、機殼和飛機的機身以及特意制造的導體板尺寸都是有限的。當導體板是有限大時，最大發(fā)射方向?qū)⑴c接地板之間有一個角度。圖5-51分別給出了無限大導體板(實線)、尺寸為幾個波長的導體板以及尺寸大約為一個波長(點線)的導體板上λ/4垂直振子在垂直平面(E面)的方向圖。可以看出，當導體板尺寸有限時，最大發(fā)射方向上翹。為了使最大發(fā)射方向不上翹，可以把與同軸線外導體相連的導體板向下折而成為錐形，然后再將內(nèi)導體延伸出的末端改為圓盤，就變成了如圖5-52所示的盤錐天線。圖5-52(a)是盤錐天線的尺寸與外形，(b)是圓盤直徑A與錐體大直徑D在不同比值情形下的垂直平面方向圖。由于這種天線常用于地面和空中移動對象(飛機)的通信，因此希望在垂直平面內(nèi)的最大發(fā)射方向上有一些上翹。

圖

5-51不同尺寸導體板對垂直平面方向圖的影響

圖

5-52盤錐天線

實際使用的盤錐天線，圓盤直徑A約為0.25λ；錐體大直徑D約為0.4λ；錐體的高B約為0.35λ；圓盤與錐體之間的間隙S的大小和天線的匹配關系較大。對于特性阻抗為50Ω的饋線，間隙的寬度為錐體小直徑的1/3，即S=d/3。錐體的角度θ通常的變化范圍為10°～45°。圓盤直徑A與錐體大直徑D之間的比值約為0.7,即A≈0.7D。使用這種天線的波長范圍約為0.1～1.5m。這種天線工作時有一個截止頻率，低于此頻率，天線的匹配特性急速變壞，駐波系數(shù)急劇上升，如圖5-53所示。表5-4是兩種截止頻率的盤錐天線的尺寸(單位均為cm)。從圖5-53上也可看出這種天線的工作頻帶較寬。圖

5-53匹配特性舉例

表

5-4除用金屬板構成盤錐外，也可用金屬桿構成盤錐，如圖5-54所示。

圖

5-54金屬桿盤錐

問題由垂直振子和低架水平振子的方向性來研究圖5-55所示的幾個天線在水平面內(nèi)的方向圖。

圖

5-555.10微

帶天

線

微帶天線是在一片薄介質(zhì)基片的一面貼上薄金屬層作為接地板，而在介質(zhì)基片的另一面形成特定形狀的金屬帶狀線。它利用微帶線或同軸線饋電，在導體貼片與接地板之間激勵起射頻電磁場，并通過貼片四周與接地板間的縫隙向外輻射。通常，介質(zhì)基片的厚度與波長相比很小，因而實現(xiàn)了一維小型化，屬低面型天線。微帶天線的形式是靈活多樣的，按其結(jié)構可分為微帶貼片天線、微帶陣天線、微帶線性天線以及微帶縫隙天線等。通常采用空腔模型來對微帶天線進行分析。它是將貼片與地板之間的空間處理成上下為電壁、四周為磁壁的TM模諧振空腔。

天線輻射場由空腔四周的等效磁流得出。

圖

5-56微帶天線和介質(zhì)基片中的電場

微帶天線的基本原理可通過考察矩形微帶貼片來理解。如圖5-56(上)所示，切片尺寸為L×W，介質(zhì)基片厚度為h，介電常數(shù)為ε，其中λ0為自由空間波長。微帶貼片可看作為長L寬W的一段微帶傳輸線，其終端處因為呈現(xiàn)開路，所以將形成電壓波腹。此時，切片與接地板間的電場分布如圖5-56(下)所示。在空腔中，電場垂直于貼片，也就是說電場沿著z方向，貼片的四周邊緣切向為零。沿著輻射單元的長度方向，場分布按余弦規(guī)律變化；而沿寬度方向，場分布是均勻的。最低模次時(假設λ≥W)，有其中，H0=-jE0/η，它們滿足邊界條件Hy(x)=0(x=±L/2時)。響應頻率為

其中, εr為介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)。圖5-57所示為計算微帶天線的輻射場的兩個簡單模型。左邊模型中，貼片尺寸小于介質(zhì)基片尺寸，離貼片距離為a的電場用Ea表示，貼片的四個邊緣是有效的輻射孔徑；右邊模型中，貼片尺寸大于介質(zhì)基片尺寸，這時介質(zhì)基片就成了有效的輻射孔徑，在這些壁上，切向電場為 ；根據(jù)邊界條件，切向磁場為零。圖

5-57微帶天線的孔徑模型

對于上面所述的兩種模型而言，孔徑的等效磁流為 ，那么輻射模式就由孔徑磁流來確定。對于面1和面3：

對于面2和面4：

因此，表面磁流 為

對于面1和面3:

對于面2和面4：

則由四個有效孔徑產(chǎn)生的電場為

其中，F(xiàn)m為基于孔徑的二維傅立葉變換。

所以，對于面1、面3，dS=ady，它們產(chǎn)生的輻射場為

其中，vx,vy分別為歸一化的波數(shù)，且有

相似地，對于面2、面4，dS=adx，它們產(chǎn)生的輻射場為

所以，由面1、面3得到的歸一化增益為

而由面2、面4得到的增益為

通常，工程中關心的是E面(￠=0°)和H面(￠=90°)的方向圖，如圖5-58所示。其中，εr=2.2,W=L=0.3371λ。圖

5-58微帶天線E、H平面增益(W=L=0.3371λ)5.11智

能天

線

1.自適應陣列天線系統(tǒng)自適應陣列天線系統(tǒng)將持續(xù)監(jiān)控其覆蓋的范圍，以適應不斷變化的無線環(huán)境(包括移動用戶和干擾信號)。在最簡單的情況(即一個用戶、無干擾)下，系統(tǒng)將提供有效的天線模式來跟蹤用戶，為用戶所在的方向提供最大的增益，從而適應用戶的位置移動?？辗侄嘀返幕窘M件就是一種先進的自適應陣列系統(tǒng)。

自適應陣列天線技術利用基帶數(shù)字信號處理技術，產(chǎn)生空間定向波束，使天線主波束即最大增益點對準用戶信號到達的方向，旁瓣或零陷對準干擾信號到達的方向，從而給有用信號帶來最大增益，有效地減少多徑效應所帶來的影響，同時達到對干擾信號刪除和抑制的目的，如圖5-59(a)所示。使用自適應陣列天線技術能帶來很多好處，如擴大系統(tǒng)覆蓋區(qū)域，提高系統(tǒng)容量，提高數(shù)據(jù)傳輸速率，提高頻譜利用效率，降低基站發(fā)射功率，節(jié)省系統(tǒng)成本，減少信號間干擾與電磁環(huán)境污染等。

圖

5-59自適應陣列天線基本原理圖

自適應陣列天線技術最重要的部分還在于基帶處理部分?；鶐Р糠謱⒆赃m應天線陣接收到的信號進行加權和合并，從而使信號與干擾加噪聲比最大?；鶐幚聿糠植捎昧藦碗s的自適應算法。目前已經(jīng)有多種有關時域和空域的算法提出。如通過時域獲得天線最優(yōu)加權的算法有：最小均方算法(LMS)、取樣協(xié)方差矩陣的直接求逆(DMI)、遞歸最小均方誤差(RLS)算法和恒模(CM)算法等。通過在空域?qū)︻l譜進行分析以獲得信號到達方位角(DOA)估計的算法有：多信號分類(MUSIC)算法、旋轉(zhuǎn)不變技術信號參數(shù)估計(ESPRIT)算法等。

圖5-60為自適應智能天線實現(xiàn)的簡單原理圖。

圖

5-60自適應智能天線實現(xiàn)的簡單原理圖

2.智能天線能提高頻譜利用率如何采取新技術高效使用頻率資源已成為人們?nèi)找骊P注的課題。隨著微電子技術的高速發(fā)展，智能天線技術作為有效解決這一問題的新技術已成功應用于移動通信系統(tǒng)，它通過對無線數(shù)字信號的高速時空處理，極大地改善了無線信號的傳輸，成倍地提高了系統(tǒng)的容量和覆蓋范圍，從而極大地改善了頻譜的使用效率。就移動通信而言，為了更有效地利用有限的無線頻率資源，時分多址技術(TDMA)、頻分多址技術(FDMA)和碼分多址技術(CDMA)都得到了廣泛的應用，并在此基礎上建立了GSM和CDMA兩大主要的移動通信網(wǎng)絡。就技術而言，現(xiàn)有的這三種多址技術已經(jīng)得到了充分的應用，頻譜的使用效率已經(jīng)發(fā)揮到了極限。

空分多址技術(SDMA)則突破了傳統(tǒng)的三維思維模式，在傳統(tǒng)的三維技術的基礎上，在第四維空間上極大地拓寬了頻譜的使用方式，使得移動用戶僅僅由于空間位置的不同而復用同一個傳統(tǒng)的物理信道，將移動通信技術引入了一個更為嶄新的領域。而實現(xiàn)它的技術核心則是自適應智能天線技術。自適應智能天線技術是一種軟件技術，是當今軟件無線電技術的基礎。它使用了自適應陣列信號處理軟件，對所有用戶的無線信號進行高速時空處理，從而實時地調(diào)整無線信號的傳輸，為每位用戶提供優(yōu)質(zhì)的上行鏈路信號和下行鏈路信號。即使基站在充滿噪聲和干擾的環(huán)境中，也能監(jiān)測并保持與多個不同用戶的通信連接，從而實現(xiàn)空分多址(SDMA)的效果。在網(wǎng)絡中，這種先進的基站性能可以用來增加基站覆蓋范圍，從而降低網(wǎng)格成本，

提高系統(tǒng)容量，

最終達到提高頻率使用效率的目的。

SDMA可以與任何空間調(diào)制方式或頻段兼容，因此具有巨大的實用價值。從自適應智能天線技術的實現(xiàn)原理可以看出，自適應智能天線的核心在于基帶的數(shù)字處理部分，它由數(shù)個軟件功能模塊組成。自適應智能天線系統(tǒng)針對不同的通信標準以及不同的應用環(huán)境有不同的解決方案，基站系統(tǒng)只需通過軟件置換即可實現(xiàn)基站設備的重新配置，而基站系統(tǒng)的射頻結(jié)構及其他硬件結(jié)構則不需作任何調(diào)整。空分多址的基站組件就是一種先進的自適應陣列天線系統(tǒng)。自適應陣列天線系統(tǒng)持續(xù)監(jiān)控其覆蓋的范圍，針對不斷變化的無線環(huán)境(包括移動用戶和干擾信號),系統(tǒng)將提供有效的天線發(fā)送和接收模式來跟蹤用戶，為用戶所在的方向提供最大的增益，同時抑制其他用戶的干擾，以適應用戶的位置移動。

3.智能天線的特點和優(yōu)勢提高系統(tǒng)容量。

(2)擴大小區(qū)覆蓋距離和范圍。

(3)減少多徑干擾影響。

(4)降低系統(tǒng)的成本。

(5)提供新服務。

(6)更好的安全性。

(7)增強網(wǎng)絡管理能力。

(8)解決遠近效應問題和越區(qū)切換問題。

4.智能天線的組成和關鍵技術

智能天線主要分為天線陣列、接收通道及數(shù)據(jù)采集、信息處理這三部分。在移動通信系統(tǒng)中，天線陣列通常采用直線陣列和平面陣列兩種方式。在確定天線陣列的形式后，天線單元的選擇就十分關鍵。天線單元不僅要達到本身的性能指標，還必須具有單元之間的互耦小、一致性好以及加工方便等特點。目前，微帶天線使用較多。接收通道及數(shù)據(jù)采集部分主要完成信號的高頻放大、變頻和A/D轉(zhuǎn)換，以形成數(shù)字信號。目前，受A/D器件抽樣速率的限制，不能直接對高射頻信號和微波信號進行采樣，必須對信號進行下變頻處理，降低采樣速率。

信息處理部分是智能天線的核心部分，主要完成超分辨率陣列處理和數(shù)字波束形成這兩方面的功能。進行超分辨率陣列處理的目的是獲得空間信號的參數(shù)，這些參數(shù)主要包括信號的數(shù)目、信號的來向、信號的調(diào)制方式及射頻頻率等。其中，信號的來向?qū)τ趯崿F(xiàn)空分多址和自適應抑制干擾有著重要的作用。在眾多的超分辨率測向算法中，MUSIC算法及其改進算法一直占據(jù)著主導地位，它不受天線陣排陣方式的影響，只需經(jīng)過一維搜索就能實現(xiàn)對信號來向的無偏估計，并且估計的方差接近CRLB。此外，使用ESPRIT算法來解決移動通信中的測向問題也得到了廣泛的研究。數(shù)字波束形成主要通過調(diào)整加權系數(shù)來達到增強有用信號和抑制干擾的作用，它需要收斂速度快、精度高的算法支持。根據(jù)所需先驗知識的不同，目前的波束形成算法主要有三類：以信號來向為先驗知識，如LCMV算法；以參考信號為先驗知識，包括LMS算法及其改進算法NLMS、RLS等；不需要任何先驗知識，

如CMA算法。

5.12衛(wèi)

星天

線

1.衛(wèi)星通信天線的發(fā)展變化

而從技術方面看，星載天線從采用1枚反向鏡天線發(fā)展到采用多枚來完成使命，還從成形波束向多波束天線發(fā)展，展開型網(wǎng)狀天線技術也得到了深入的發(fā)展。地球站天線從最初的大型軸對稱天線到降低干擾的偏置天線，現(xiàn)已發(fā)展到可同時與多個衛(wèi)星通信的多波束天線。最近，伴隨著小型化趨勢，可移動的簡單地球站正在興起。移動終端天線除船舶通信用船載站天線外，還發(fā)展了車載終端站天線及傳送數(shù)據(jù)等的便攜式天線。另外，隨著低軌道衛(wèi)星通信系統(tǒng)的實用化，一些企業(yè)正在開發(fā)各種類型的便攜式終端天線。

2.近期發(fā)展的各類天線的結(jié)構及技術性能

1)喇叭天線喇叭天線是諸種天線中最簡單的一種。與拋物面天線相比較，喇叭天線的波導口面積很小，因此天線的增益和方向效應也很小。喇叭天線若用作接收衛(wèi)星信號，要求其天線增益至少是34dB/11.3GHz。據(jù)計算，為達到該增益要求，喇叭天線所需邊緣長度為52cm×52cm，結(jié)構長度為80cm。由于喇叭天線的加工費用較高，把它用于接收衛(wèi)星信號顯然很不實用，因此人們常將它用于定向無線電測試或用作反射面天線的饋源系統(tǒng)。喇叭天線用作反射面天線的饋源時，

有多種結(jié)構類型，

但多數(shù)是環(huán)形、

錐形或圓錐形。

2)平面天線平面天線亦稱平板天線，它的特點是接收性能好，外形尺寸小，特別適合家庭使用。平面天線的結(jié)構很復雜，制作時技術和精度要求亦很高。其整體結(jié)構呈多層三明治狀，主要包含兩塊面板、兩塊帶孔薄板、一塊介電載體膜片和一塊反射板。

天線主體部分由許多根偶極子天線及分配網(wǎng)絡組成。制作時，采用蝕刻工藝將幾百根λ/4的單根偶極子天線置入介電載體膜片上。這些單偶極子在膜片呈有規(guī)則的橫行狀和縫隙狀。之后，將介電載體膜片置放在兩塊多孔的薄板之間。制作時，板與板之間的間距要求非常精確。最后將反射板以λ/4的間距置放在膜片后面，而平板天線對各個單偶極子天線的控制是由分配網(wǎng)絡實現(xiàn)的，在這個分配網(wǎng)絡中，信號的振幅和相位準確地聚集，這對于平板天線相當重要。

一般來說，平面天線的分配網(wǎng)絡有一定的損耗，這種損耗相應減少了天線的總效率。擴大天線表面積不會提高天線增益，因為面積擴大后，單偶極子天線的數(shù)量增加，分配網(wǎng)絡的損耗也相應變大。平面天線的最佳外形尺寸為：邊緣長度50cm。平面天線的優(yōu)點是線路增益相對較小，

天線增益可達33dB/11.3GHz。

3)主聚焦型反射面天線典型的反射面天線由饋源喇叭和旋轉(zhuǎn)拋物面組成。饋源置于金屬反射面的焦點中，它將聚焦的高頻能量經(jīng)波導管饋至接收設備中。這種天線的特點是：可根據(jù)頻率范圍需要，做成任意大小的尺寸。一般來說，反射面的品質(zhì)和等場強線的精度可左右天線增益和效率，特別是等場強線的精度不允許有任何偏差，否則會導致焦點移動。對于接收天線，焦點偏移意味著主反射面反射的高頻能量不能全部到達饋源系統(tǒng)。高頻能量損失后，即引起天線效率和增益變差。

反射面天線直徑為55cm時，

天線增益可達34dB。

4)卡塞格倫(Cassegrain)天線卡塞格倫天線是根據(jù)卡塞格倫原理設計的。這種天線除了有一個大家熟知的拋物狀反射面外，在其光路中又增加了一個雙曲線狀副反射面。饋源喇叭則處在主聚焦的前面，在第二反射面的焦點處。這種反射結(jié)構的優(yōu)點是焦距變大，光聚焦可達到拋物面天線的兩倍，有很好的聚焦作用。該天線結(jié)構采用兩個反射面，雖具有相應的損耗，但它仍可改善天線效率。據(jù)介紹，該天線效率高達65%，可產(chǎn)生較高的天線增益。

5)卡塞格倫偏距天線人們根據(jù)卡塞格倫原理又設計出一種新的偏距天線，它由饋源系統(tǒng)、主反射面、凸狀副反射面組成。偏距天線的特點是：天線截面同旋轉(zhuǎn)軸偏斜，不存在軸平衡；天線的寬度小于其高度；天線主反射面是旋轉(zhuǎn)拋物面，來自衛(wèi)星的電磁波首先在焦點F1上聚焦，而副反射面則置于焦點F1前面，它將射入的電磁波在焦點F2聚焦。

設計和制造偏距天線的關鍵在于精確計算兩個反射面的場強線，同時應盡可能減少主反射面的陰影通過副反射面到達饋源系統(tǒng)。目前的解決辦法是將陰影限制在最小，同時根據(jù)天線尺寸相應減少結(jié)構高度和厚度。比如天線尺寸為85cm時，其結(jié)構厚度約減少一半，主反射面寬度約為74cm。這種天線的效率可達60%，天線增益為37dB/11.3GHz。天線的方向特性在方位截面中僅為2.2°，半值寬度很小。

6)格雷果里(Gregory)天線該天線是根據(jù)格雷果里反射原理設計的，其主體結(jié)構由主反射面、凹狀副反射面(凹鏡)、饋源系統(tǒng)組成(如圖5-61所示)。

圖

5-61格雷果里天線原理圖

根據(jù)天線拋物面的定向，該天線又分為兩種類型：

(1)中心調(diào)節(jié)天線：即該天線拋物面同旋轉(zhuǎn)軸垂直，是旋轉(zhuǎn)對稱的，天線饋源置于主聚焦的后面，在副反射面的焦點處。

(2)偏置天線：即天線截面同旋轉(zhuǎn)軸偏斜。該天線的凹狀副反射面對電磁波具有很強的會聚作用，它可以把平行主軸的電磁波會聚到焦點。副反射面的面積越大，能夠會聚的電磁波就越多。但在實際設計中，副反射面面積不可能很大，應與主反射面相對應。該天線的性能同上述卡塞格倫天線。

7)數(shù)字多波束天線

(1)多波束形成的兩類方法。