彩色電視機開關電源電路設計

1、彩色電視機開關電源電路設計 摘 要 21 世紀是電子技術飛速發(fā)展的時代，如今我們的生活越來越離不開電子技術，近 從我們的生活中離不開電腦，電視機，電風扇，洗衣機電冰箱，空調(diào)等，遠到人們的 生產(chǎn)，醫(yī)療保險，國防教育等，都離不開電子技術。隨著大規(guī)模和超大規(guī)模集成電路 的快速發(fā)展，特別是微處理器和半導體存儲器的開發(fā)利用，孕育了電子系統(tǒng)的新一代 產(chǎn)品。顯然，那種體積大而笨重的使用工頻變壓器的線性調(diào)節(jié)穩(wěn)壓電源已經(jīng)過時。取 而代之的是小型化、重量輕、效率高的隔離式開關電源。 本設計就是為彩色電視機設計開關電源電路。本系統(tǒng)采用電流型控制系統(tǒng)，它具有 對輸入響應快，回路穩(wěn)定性好負載響應快，降低輸出級的功率損耗

2、，電路簡單成本低 廉性能可靠易于維修等特點。 關鍵詞：彩電，開關電源，直流型 目 錄 1 引言.1 2 開關穩(wěn)壓電源的性能特點.1 2.1 開關穩(wěn)壓電源的優(yōu)點.1 2.1.1 內(nèi)部功率損耗小，轉(zhuǎn)換效率高.1 2.1.2 體積小，重量輕.2 2.1.3 穩(wěn)壓范圍寬，線性調(diào)整率高.2 2.1.4 濾波效率大為提高，濾波電容的容量和體積大為減小.2 2.2 開關穩(wěn)壓電源的缺點.2 2.2.1 開關穩(wěn)壓電源存在著較為嚴重的開關噪聲和干擾.2 2.2.2 電路結構復雜，不便于維修.3 2.2.3 成本高，可靠性低.3 3 開關穩(wěn)壓電源的分析.3 4 開關穩(wěn)壓電源的設計方案.6 4.1 主電路.6 4.2

3、 輸入濾波電路.6 4.3 整流與濾波電路.6 4.4 逆變電路.7 4.5 輸出濾波電路.7 4.6 控制驅(qū)動電路.7 5 開關穩(wěn)壓電源的硬件設計.8 5.1 主電路設計.8 5.2 隔離驅(qū)動電路設計.9 5.3 pwm 控制電路設計.9 5.4 開關電源功率變壓器的設計.10 總 結.12 參考文獻.12 1 引 言 開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進 入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產(chǎn)品的小型 化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都 具有重要的意義。 開關電源中應用的電力電子器件主要為 二極

4、管、igbt 和 mosfet。 scr 在開關電源輸入整流電路及軟啟動電路中有少量應用，gtr 驅(qū)動困難， 開關頻率低，逐漸被 igbt 和 mosfet 取代。 隨著半導體技術的高度發(fā)展，高反壓快速開關晶體管使無工頻變壓器的開關電源 迅速實用化。而半導體集成電路技術的迅速發(fā)展又為開關電源控制電路的集成化奠定 了基礎，適應各類開關電源控制要求的集成開關穩(wěn)壓器應運而生，其功能不斷完善， 集成化水平也不斷提高，外接元件越來越少，使得開關電源的設計、生產(chǎn)和調(diào)整工作 日益簡化，成本也不斷下降。目前己形成了各類功能完善的集成開關穩(wěn)壓器系列。當 然開關電源能被工業(yè)所接受，首先是它在體積、重量和效率上的優(yōu)

5、勢。在 70 年代后期， 功率在 100w 以上的開關電源是有競爭力的。到 1980 年，功率在 50w 以上就具有競爭 力了。隨著開關電源性能的改善，到 80 年代后期，電子設備的消耗功率在 20w 以上， 就要考慮使用開關電源了。過去，開關電源在小功率范圍內(nèi)成本較高，但進入 90 年代 后，其成本下降非常顯著當然這包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度 下降。此外，能源成本的提高也是促進開關電源發(fā)展的因素之一。 2 開關穩(wěn)壓電源的性能特點 2.1 開關穩(wěn)壓電源的優(yōu)點 2.1.1 內(nèi)部功率損耗小，轉(zhuǎn)換效率高 在開關穩(wěn)壓電源原理框圖中，開關功率管 v 在 pwm 驅(qū)動信號的驅(qū)動下，交替

6、地 工作在導通-截止與截止-導通開關狀態(tài)，轉(zhuǎn)換速度非?？?，頻率一般可高達 100khz 左 右。在一些電子工業(yè)發(fā)達國家，可以做到 mhz 以上。這便使得開關功率管 v 上的功率 損耗大為減小，儲能電感的電感量大為減小，儲能效率大為提高，從而使整個開關穩(wěn) 壓電源的轉(zhuǎn)換效率得到大幅度的提高，其轉(zhuǎn)換效率可高達 90左右。 2.1.2 體積小，重量輕 從開關穩(wěn)壓電源的原理電路圖中我們可以清楚地看出，這里沒有采用笨重的工頻 變壓器。由于開關功率管 v 工作在開關狀態(tài)，因此其本身的功率損耗大幅度地降低， 這就省去了較大的散熱器。另外由于電路的工作頻率比線性穩(wěn)壓電源中的 50hz 工頻高 了好幾個數(shù)量級，因

7、此濾波效率大大提高，濾波電容的容量也大為減小。這三方面的 原因，就使得開關穩(wěn)壓電源具有體積小，重量輕的顯著優(yōu)點。 2.1.3 穩(wěn)壓范圍寬，線性調(diào)整率高 開關穩(wěn)壓電源的輸出電壓是由 pwm/pfm（脈頻調(diào)制）驅(qū)動信號的占空比來調(diào)節(jié) 的，輸出電壓由于輸入信號電壓的變化而引起的不穩(wěn)定，可以通過調(diào)節(jié)脈沖寬度或脈 沖頻率來進行補償。這樣，在輸入工頻電網(wǎng)電壓變化較大時，它仍能夠保證有非常穩(wěn) 定的輸出電壓。因此，開關穩(wěn)壓電源除具有穩(wěn)壓范圍寬的優(yōu)點外，還具有穩(wěn)壓效果好 和線性調(diào)整率高的優(yōu)點。此外，由于改變占空比的方法有脈寬調(diào)制型和脈頻調(diào)制型兩 種，因此開關穩(wěn)壓電源不僅具有以上所說的優(yōu)點，而且實現(xiàn)穩(wěn)壓的方法和技

8、術也較多， 設計人員可以根據(jù)實際應用的要求和需要，靈活地選用各種類型的開關穩(wěn)壓電源電路 2.1.4 濾波效率大為提高，濾波電容的容量和體積大為減小 開關穩(wěn)壓電源的工作頻率目前基本在 5khz 以上，是線性穩(wěn)壓電源工作頻率的 1000 倍以上。因此，開關穩(wěn)壓電源整流后的濾波效率也幾乎提高了 1000 倍左右。就是 采用半波整流后加電容濾波，濾波效率也比線性穩(wěn)壓電源高 500 倍左右。在要求有相 同輸出紋波電壓的情況下，采用開關穩(wěn)壓電源時，濾波電容的容量只是線性穩(wěn)壓電源 中濾波電容容量的 1/5001/1000。 2.2 開關穩(wěn)壓電源的缺點 2.2.1 開關穩(wěn)壓電源存在著較為嚴重的開關噪聲和干擾

9、在開關穩(wěn)壓電源電路中，由于開關功率管工作在開關狀態(tài)，因此它所產(chǎn)生的高頻 交流電壓和電流將會通過電路中的其他元器件產(chǎn)生尖峰干擾和諧振噪聲，這些干擾和 噪聲如果不采取一定的措施進行抑制、消除和屏蔽，就會嚴重地影響整機的正常工作。 此外，由于開關穩(wěn)壓電源電路中的振蕩器沒有工頻降壓變壓器的隔離，因此這些干擾 和噪聲就會竄入工頻電網(wǎng)，使附近的其他電子儀器、設備和家用電器受到嚴重的干擾。 而且這種高頻干擾還會通過開關穩(wěn)壓電源電路中的磁性元件（如電感和開關變壓器等） 輻射到空間，使周圍的其他電子儀器、設備和家用電器也同樣受到嚴重的干擾。 2.2.2 電路結構復雜，不便于維修 對于無工頻變壓器的開關穩(wěn)壓電源電

10、路中的高壓、高溫電解電容，高反壓、大電 流功率開關管，高頻開關變壓器的磁性材料，高反壓、大電流、快恢復肖特基二極管 等器件，在我們國家還處于研究、開發(fā)和試制階段。在一些技術發(fā)達的國家，開關穩(wěn) 壓電源雖然有了一定的發(fā)展，但在實際應用中也還存在著一些問題，不能令人十分滿 意。這就暴露出了開關穩(wěn)壓電源的另一個缺點，那就是電路結構復雜，故障率高，維 修麻煩。對此，如果設計者和生產(chǎn)者不予以充分重視，它將直接影響開關穩(wěn)壓電源的 推廣應用。 2.2.3 成本高，可靠性低 目前，由于國內(nèi)微電子技術、阻容器件生產(chǎn)技術以及磁性材料燒結技術等與一些 技術發(fā)達國家還有一定的差距，因此其造價和成本不能進一步降低，也影響

11、到其可靠 性的進一步提高。這就導致了在我國的電子儀器、儀表以及機電一體化設備中，開關 電源還不能得到十分廣泛的普及與應用。 3 開關穩(wěn)壓電源的分析 開關穩(wěn)壓電源等效原理圖如下圖 3.1 所示。 圖 3.1 開關穩(wěn)壓電源等效原理圖 根據(jù)圖 3.1 所示工作原理圖分析開關穩(wěn)壓電源的工作原理： 在圖 3.1 中把驅(qū)動方波信號加到如圖所示電路的功率開關 v 的基極上，這樣功率 開關 v 就會按照驅(qū)動方波信號的頻率周期性地導通與關閉，功率開關 v 的工作周期 t=ton+toff，占空比為 d=ton/t(d1)。其工作過程可以用功率開關 v 的導通、關閉 以及開關穩(wěn)壓電源實現(xiàn)動態(tài)平衡等過程來解說。 （

12、1）在 ton=t1-t0 期間，功率開關 v 導通，續(xù)流二極管 vd 因反向偏置而截止， 儲能電感 l 兩端所加的電壓為 ui-uo。雖然輸入電壓 ui 是一個直流電壓，但電感 l 中 的電流不能突變，而在功率開關 v 導通的 ton 期間，電感 l 中的電流將會線性地 1l i 上升，并以磁能的形式在儲能電感中存儲能量。這時，電感 l 中的電流為 1l i （3.1）litotuouii lol / )()( 1 式中為 t0 時刻儲能電感 l 中的電流，在 t1 時刻，也就是驅(qū)動信號正半周要結 0l i 束的時刻，儲能電感 l 中的電流上升到最大值，其最大值為： （3.2）littuou

13、ii ll / )01()( 0max 從兩式我們就可以計算出儲能電感 l 中電流的變化量為： （3.3）lttuouiiii lll / )1)( 1max1 當式中的 t=t0 時，儲能電感中的電流變化量為最大，其最大變化量為 （3.4）ltonuouilttuouiil/)(/ )01)( 1max （2）在 toff=t2-t1 期間，功率開關 v 截止。但是在 t1 時刻，由于功率開關 v 剛 剛截止，并且儲能電感 l 中的電流不能突變，于是 l 兩端就產(chǎn)生了與原來電壓極性相 反的自感電動勢。此時，續(xù)流二極管 vd 開始正向?qū)?，儲能電?l 所儲存的磁能將 以電能的形式通過續(xù)流二極

14、管 vd 和負載電阻 r1 開始泄放。這里的二極管 vd 起著 續(xù)流和補充電流的作用，這也正是它被稱為續(xù)流二極管的原因。儲能電感 l 所泄放的 電流的波形就是鋸齒波中隨時間線性下降的那一段電流。為了簡化計算，可將續(xù)流 2l i 二極管 vd 的導通壓降忽略不計，因而儲能電感 l 兩端的電壓近似為 uo，其中流過的 電流可由下式計算出來： （3.5） max2 / ) 1( ll ilttuoi 在 t=t2 時，儲能電感 l 中的電流達到最小值，其大小可由下式計算出： （3.6） maxmin / ) 12( ll ilttuoi 由上述兩式就可以求出在功率截止期間，儲能叫感 l 中電流的變化

15、值為： （3.7）lttuoil/ )2( 2 當 t=t1 時，儲能電感 l 中的電流變化值為最大，其最大變化量為： （3.8）toff l uo tt l uo il) 12( 2max （3）只有當功率開關 v 導通期間 ton 內(nèi)儲能電感 l 增加的電流 ilmax1 等于功 率開關 v 關閉期間 toff 內(nèi)減少的電流ilmax2 時，才能達到動態(tài)平衡，才能保證儲 能電感中一直有能量，并源源不斷地向負載電路提供能量和功率。這就是構成一個 穩(wěn)壓電源的最基本的條件。因此下面的關系式一定成立： （3.9）toff l uo ton l uoui )( 將式化簡整理后得到輸出電壓 uo 與輸

16、入電壓 ui 之間的關系為： （3.10）ui t ton uidui toffton ton uo 從式中可以看出，由于占空比 d 永遠是一個小于是的常數(shù)，因此輸出電壓 uo 永 遠小于輸入電壓 ui。這是降壓型開關穩(wěn)壓電源的輸出電壓 uo 的輸入電壓 ui 之間的關 系式。 上式中的占空比 d 與功率開關 v 的導通時間 ton 有關。如保持功率開關的工作 周期 t 不變，則通過改變功率開關 v 的導通時間 ton 就可以實現(xiàn)改變和調(diào)節(jié)輸出電 壓 uo 大小的目的。因此，由此原理設計出的開關穩(wěn)壓電源電路通常被稱為脈寬調(diào)制 （pwm）型開關穩(wěn)壓電源電路。從式中我們還可以看出占空比 d 不但與

17、功率開關 v 的導通時間 ton 有關，而且還與功率開關 v 的工作周期 t 有關。也就是與工作頻率 f 有關。因此，在保持其他條件不變的情況下，僅改變功率開關 v 的周期時間 t 或工作 頻率 f 同樣也可以實現(xiàn)改變和調(diào)節(jié)輸出電壓 uo 大小的目的。由此原理設計出的開關 穩(wěn)壓電源電路通常被稱為脈頻調(diào)制（pwm）型開關穩(wěn)壓電源電路。從式中我們又可以 看出，同時改變功率開關的導通時間 ton 和工作周期時間 t(或者工作頻率 f） ，同樣 也可以起到調(diào)節(jié)和改變占空比 d 或者輸出電壓 uo 的目的。根據(jù)這樣的原理設計出的 開關穩(wěn)壓電源電路通常被稱為混合型開關穩(wěn)壓電源電路。 4 開關穩(wěn)壓電源的設計

18、方案 4.1 主電路 半橋型開關穩(wěn)壓電路主要有主電路和控制驅(qū)動電路兩大部分組成。其中主電路， 可分為整流、逆變和高頻整流濾波三個環(huán)節(jié)，輸入220v 經(jīng)橋式整流濾波后獲得 +300v 左右的直流電壓。半橋型逆變電路是由功率 mos 管 vs1 和 vs2 組成，高頻逆 變變壓器初級分別接電容 c1 、c2 的中點和開關管 vs1、vs2 的中點，電容 c1、c2 的中點電壓為 u2，vs1、vs2 交替觸發(fā)導通，使變壓器一次側形成幅值為 u2 的 交流電壓。改變開關導通的占空比，即能改變變壓器二次側整流輸出平均電壓 uo。 從交流電網(wǎng)輸入、直流輸出的全過程，包括： 1、輸入濾波器：其作用是將電網(wǎng)

19、存在的雜波過濾，同時也阻礙本機產(chǎn)生的雜波反 饋到公共電網(wǎng)。 2、整流與濾波：將電網(wǎng)交流電源直接整流為較平滑的直流電，以供下一級變換。 3、逆變：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開關電源的核心部分，頻 率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。 4、輸出整流與濾波：根據(jù)負載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。 4.2 輸入濾波電路 電路中采用共模扼流圈和濾波電容共同組成輸入濾波電路。其中 l 是在一個閉合磁路的磁芯上 繞制相同的電感量的兩個繞阻。當這兩個電感為獨立電感時，由于其上有電流流過，電流產(chǎn)生變化 時，磁芯磁場強度的變化會導致有效磁導率發(fā)生變化，甚至飽和，亦即對于電源頻率分量和高頻噪 聲分量

20、的有效導磁率隨著導線電流的增加而減少，將兩個電感繞制在一個磁芯上且構成往復線路式 繞阻。由于電源頻率分量所產(chǎn)生的磁通彼此的相位差為 180 度，因它們的匝數(shù)相等而被相互抵消， 對電源頻率分量的電感為零，而對于共模噪聲成分則呈現(xiàn)很高的有效導磁率，因而將得到很大的衰 減。 4.3 整流和濾波電路 整流電路中采用四個肖特基整流二極管組成橋式整流，將輸入 220v 交流電壓經(jīng)橋式整流濾波 后獲得 +300v 左右的直流電壓。 4.4 逆變電路 本設計開關電源的逆變擬采用半橋式電路。在半橋式功率變換電路中的功率開關 管 mosfet 輸入阻抗很高且是電壓控制器件，所需驅(qū)動電流小，其開關時間以 ns 計

21、且不受溫度變化的影響。導通電阻 r 的溫度系數(shù)為正，當隨溫度升高而增大時電流 自動減小，這使其本身就具有自動均流能力。電路中的分壓電容起著較強的搞不平衡 作用。當 vs1 導通時，二極管 vp1 ，處于通態(tài)vs2 導通時二極管 vp2 處于通態(tài)。 當兩開關管都關斷時，變壓器繞組 n1 中的電流為零，根據(jù)變壓器磁勢平衡方程繞組 n2 、n3 中的電流大小相等，方向相反，所以 vp1 和 vp2 均處于導通狀態(tài)各分擔負載 電流的二分之一。當 vs1 或 vs2 導通時，電感 l 的電流逐漸上升，當兩管都關斷時， 電感中的電流逐漸下降 由于電容的隔直作用，半橋型開關電路對由于兩管開關導通時 間不對稱

22、而造成變壓器一次側的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的 偏磁現(xiàn)象。由于 tl494 中存在死區(qū)時間，所以不存在由于 vs1 和 vs2 共同導通而損壞 功率管的情況。 4.5 輸出濾波電路 輸出電路從次級線圈經(jīng)全波整流后接一個型 lc 濾波器，得到穩(wěn)定的直流輸出電 壓。 4.6 控制驅(qū)動電路 該開關穩(wěn)壓電源的控制驅(qū)動電路是以 tl494 為核心，采用恒頻脈寬調(diào)制控制方式。 誤差放大器的輸入信號分別是給定信號 uk 和電壓反饋信號 uf。uf 是由輸出電壓經(jīng)分 壓電路獲取，系統(tǒng)為了得到較好的靜 、動態(tài) 特性，在誤差放大器的輸入和輸出端接 入了 rc 反饋網(wǎng)絡。該控制電路一方面從輸出端

23、取樣，經(jīng)與設定標準進行比較，然后 去控制逆變器，改變其頻率或脈寬，達到輸出穩(wěn)定，另一方面，根據(jù)測試電路提供的 資料，經(jīng)保護電路鑒別，提供控制電路對整機進行各種保護措施。其輸出經(jīng)光電耦合 后送給專用集成驅(qū)動電路 ir2110，用來驅(qū)動兩開關管的柵級。 其原理方框圖如圖 4.3 所示。 輸入整 流濾波 半橋式 逆變 輸出 整流 濾波 輔助直 流電源 驅(qū)動 控制 電壓 反饋 圖 4.3 原理方框圖 5 開關穩(wěn)壓電源的硬件設計 5.1 主電路設計 半橋式開關電源主電路圖 4.1 所示。圖中開關管 s1、s2 選用 mosfet ， 因為 它是電壓驅(qū)動全控型器件，具有驅(qū)動電路簡單、驅(qū)動功率小、開關速度快

24、及安全工作 區(qū)大等優(yōu)點。半橋式逆變電路一個橋臂由開關管 s1、s2 組成。另一個橋臂由電容 c1,c2 組成。高頻變壓器初級一端接在 c1、c2 的中點， 另一端接在 s1, s2 的公共連 接端， c1、c2 中點的電壓等于整流后直流電壓的一半，即 vi/2。開關 s1, s2 交替導 通就在變壓器的次級形成幅值為 vi/2 的交流方波電壓。通過調(diào)節(jié)開關的占空比， 就 能改變變壓器二次側整流輸出平均電壓 vo。 圖 5.1 半橋式開關電源主電路設計 圖中： r1、 r2 是并聯(lián)均壓電阻，c3 是耦合電容，其作用是防止由于兩個開關 管的特性差異而造成變壓器磁芯飽和,從而提高半橋逆變電路的抗不平

25、衡能力，c3 要 選擇 esr 小的無極性電容。t101 為初級電流檢測用的電流互感器， 作為電流控制時 的電流取樣用。 5.2 隔離驅(qū)動電路設計 從 tl494 的 11、 14 腳出來的 pwm 信號驅(qū)動 pc817 光耦，經(jīng)光耦隔離后, 送 到 ir2110 專用集成驅(qū)動電路， 進而去驅(qū)動功率 mosfet 管 s1 和 s2， ir2110 外圍 電路連接圖 5.2 所示。 圖 5.2隔離驅(qū)動芯片外圍電路設計 5.3 控制電路設計 pwm 控制電路采用美國硅通用電氣公司的 tl494 控制芯片。該芯片的輸入電壓 工作范圍是 835v , 通常可取+15v ; 振蕩頻率是 100500

26、khz, 芯片的腳 5 和腳 7 間串聯(lián)一個電阻 rd 就可以在較大范圍內(nèi)調(diào)節(jié)死區(qū)時間。另外, 它的軟啟動電路也非常 容易設計, 只需在管腳 8 接一個軟啟動電容即可。tl494 的振蕩頻率可表示為 （5.1） )37 . 0( 1 00d s rrc f 式中: co , ro 分別是與腳 5、腳 6 相連的振蕩器的電容和電阻; rd 是與腳 7 相連的 放電端電阻值。該芯片外圍電路簡單,11 和 14 腳輸出采用圖騰柱輸出電路,電流驅(qū)動能 力強, 可直接控制半橋逆變器的上下功率管 s1,s2,其外圍電路圖 5.3 所示。 圖 5.3控制芯片外圍電路設計 5.4 開關電源功率變壓器的設計 功

27、率變壓器是開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁 耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現(xiàn)磁耦合的磁路不是普通變壓器中的 硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料， 其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和 相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。 圖 5.4（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖 5.4（b）為輸出端得到的 輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個方面： 圖 5.4 脈沖變壓器輸入、輸出波形 （a）輸入波形 （b）輸出波形 上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時間和下降時間

28、； 上升過程的末了時刻，有上沖，甚至出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象； 下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現(xiàn)振蕩波形； 平頂部分是逐漸降落的。 這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的 影響，可以得到如圖 5.5 所示的脈沖變壓器等效電路。 圖中：rsi信號源 ui 的內(nèi)阻 rp一次繞組的電阻 rm磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略） t理想變壓器 rso二次繞組的電阻 rl負載電阻 c1、c2一次和二次繞組的等效分布電容 lin、lis一次和二次繞組的漏感 lm1一次繞組電感，也叫勵磁電感 n理想變壓器的匝數(shù)比，n=n1/n2 圖 5.5 脈沖變壓器的等效電路 將圖 4.5 所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數(shù)，可得圖 3.7 所示電路，漏感 li 包括 lin 和 lis，總分布電容 c 包括 c1 和 c2；總電阻 rs 包括 rsi、rp 和 rso；lm1 是勵磁電感，和前述的 lm1 相同；rl是 rl 等效到一次側的阻 值，rl=rl/n2,折合后的輸出電壓 uo=uo/n。 經(jīng)過這樣處理后，等效電路中只有 5 個元件，但在脈沖作用的各段時間內(nèi)，每個 元件并不都是同時起主要作用，我們知道任何一個脈沖波形可以分解成基波與許多