電力電子技術(shù)第七章PWM控制技術(shù).ppt

第7章 PWM控制技術(shù) 7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆變電路及其控制方法 7.3 PWM跟蹤控制技術(shù),2/60,引言,PWM（Pulse Width Modulation）控制就是對(duì)脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)，即通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。 第5章的直流斬波電路實(shí)際上采用的就是PWM技術(shù)，第6章中涉及到PWM控制技術(shù)的地方有兩處，一處是第6.1節(jié)中的斬控式交流調(diào)壓電路，另一處是第6.4節(jié)矩陣式變頻電路。 PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對(duì)逆變電路的影響也最為深刻，現(xiàn)在大量應(yīng)用的逆變電路中，絕大部分都是PWM型逆變電路。,3/60,7.1 PWM控制的基本原理,面積等效原理 是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。 原理內(nèi)容：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。 沖量即指窄脈沖的面積。 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。 如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。 實(shí)例 將圖7-1a、b、c、d所示的脈沖作為輸入，加在圖7-2a所示的R-L電路上，設(shè)其電流i(t)為電路的輸出，圖7-2b給出了不同窄脈沖時(shí)i(t)的響應(yīng)波形。,圖7-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖,圖7-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形,4/60,7.1 PWM控制的基本原理,用PWM波代替正弦半波 將正弦半波看成是由N個(gè)彼此相連的脈沖寬度為/N，但幅值頂部是曲線且大小按正弦規(guī)律變化的脈沖序列組成的。 把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積（沖量）相等，這就是PWM波形。 對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。 脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM（Sinusoidal PWM）波形。 PWM波形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種，由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波。 基于等效面積原理，PWM波形還可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。,圖7-3 用PWM波代替正弦半波,5/60,7.2 PWM逆變電路及其控制方法,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法 7.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制 7.2.3 規(guī)則采樣法 7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,6/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,計(jì)算法 根據(jù)逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)，將PWM波形中各脈沖的寬度和間隔準(zhǔn)確計(jì)算出來，按照計(jì)算結(jié)果控制逆變電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形，這種方法稱之為計(jì)算法。 計(jì)算法是很繁瑣的，當(dāng)需要輸出的正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化。 調(diào)制法 把希望輸出的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過信號(hào)波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應(yīng)用最多。,7/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,單相橋式PWM逆變電路（調(diào)制法） 電路工作過程 工作時(shí)V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)，比如在uo正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，V3和V4交替通斷。 負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。 在負(fù)載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時(shí)，uo=Ud。 V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0。 在負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，仍為V1和V4導(dǎo)通時(shí)，因io為負(fù)，故io實(shí)際上從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud。 V4關(guān)斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0。 uo總可以得到Ud和零兩種電平。 在uo的負(fù)半周，讓V2保持通態(tài)，V1保持?jǐn)鄳B(tài)，V3和V4交替通斷，負(fù)載電壓uo可以得到-Ud和零兩種電平。,阻感負(fù)載,8/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,圖7-5 單極性PWM控制方式波形,單極性PWM控制方式 調(diào)制信號(hào)ur為正弦波，載波uc在ur的正半周為正極性的三角波，在ur的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。 在ur的正半周，V1保持通態(tài)，V2保持?jǐn)鄳B(tài)。 當(dāng)uruc時(shí)使V4導(dǎo)通，V3關(guān)斷， uo=Ud。 當(dāng)uruc時(shí)使V3關(guān)斷，V4導(dǎo)通， uo=0。,9/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-4 單相橋式PWM逆變電路,圖7-6 雙極性PWM控制方式波形,雙極性PWM控制方式 在調(diào)制信號(hào)ur和載波信號(hào)uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開關(guān)器件的通斷。 在ur的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得的PWM波也是有正有負(fù)，在ur的一個(gè)周期內(nèi)，輸出的PWM波只有Ud兩種電平。 在ur的正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。 當(dāng)uruc時(shí)，V1和V4導(dǎo)通，V2和V3關(guān)斷，這時(shí)如io0，則V1和V4通，如io0，則VD2和VD3通，不管哪種情況都是uo=-Ud。,10/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,三相橋式PWM逆變電路（調(diào)制法） 采用雙極性控制方式。 U、V和W三相的PWM控制通常公用一個(gè)三角波載波uc，三相的調(diào)制信號(hào)urU、urV和urW依次相差120。,11/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,電路工作過程（U相為例） 當(dāng)urUuc時(shí)，上橋臂V1導(dǎo)通，下橋臂V4關(guān)斷，則U相相對(duì)于直流電源假想中點(diǎn)N的輸出電壓uUN=Ud/2。 當(dāng)urUuc時(shí)，V4導(dǎo)通，V1關(guān)斷，則uUN=-Ud/2。 V1和V4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)始終是互補(bǔ)的。 當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是二極管VD1(VD4)續(xù)流導(dǎo)通，這要由阻感負(fù)載中電流的方向來決定。 uUN、uVN和uWN的PWM波形都只有Ud/2兩種電平。,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,12/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-7 三相橋式PWM型逆變電路,圖7-8 三相橋式PWM逆變電路波形,輸出線電壓PWM波由Ud和0三種電平構(gòu)成。 當(dāng)臂1和6導(dǎo)通時(shí)，uUV=Ud。 當(dāng)臂3和4導(dǎo)通時(shí)，uUV=Ud。 當(dāng)臂1和3或臂4和6導(dǎo)通時(shí)，uUV=0。 負(fù)載相電壓uUN可由下式求得,負(fù)載相電壓的PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5種電平組成。,為了防止上下兩個(gè)臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時(shí)要留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。,13/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,特定諧波消去法 是計(jì)算法中一種較有代表性的方法。 如果在輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)開關(guān)器件開通和關(guān)斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對(duì)稱，共有k個(gè)開關(guān)時(shí)刻可以控制，除去用一個(gè)自由度來控制基波幅值外，可以消去k1個(gè)頻率的特定諧波。 以三相橋式PWM型逆變電路中的uUN波形為例 在輸出電壓的半個(gè)周期內(nèi)，器件開通和關(guān)斷各3次（不包括0和時(shí)刻），共有6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可以控制。,14/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,為了消除偶次諧波，應(yīng)使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即,為了消除諧波中的余弦項(xiàng)，簡化計(jì)算過程，應(yīng)使波形在正半周期內(nèi)前后1/4周期以/2為軸線對(duì)稱，即,同時(shí)滿足式(7-1)和式(7-2)的波形稱為四分之一周期對(duì)稱波形，這種波形可用傅里葉級(jí)數(shù)表示為,式中，an為,(7-1),(7-2),(7-3),15/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,圖7-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形,因?yàn)閳D7-9的波形是四分之一周期對(duì)稱的，所以在一個(gè)周期內(nèi)的12個(gè)開關(guān)時(shí)刻（不包括0和時(shí)刻）中，能夠獨(dú)立控制的只有1、2和3共3個(gè)時(shí)刻，該波形的an為,(7-4),16/60,7.2.1 計(jì)算法和調(diào)制法,在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，因此通常可以考慮消去5次和7次諧波，根據(jù)需要確定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三個(gè)方程，聯(lián)立可求得1、2和3。,這樣可以消去兩種特定頻率的諧波，對(duì)于給定的基波幅值a1，求解上述方程可得一組1、2和3，基波幅值a1改變時(shí)，1、2和3也相應(yīng)地改變。,(7-5),17/60,7.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比N= fc/fr稱為載波比，根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式可分為異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種。 異步調(diào)制 載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。 通常保持載波頻率fc固定不變，因而當(dāng)信號(hào)波頻率fr變化時(shí)，載波比N是變化的。 在信號(hào)波的半個(gè)周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱。 當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小，PWM波形接近正弦波。 當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大，輸出PWM波和正弦波的差異變大，對(duì)于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對(duì)稱性也變差。 在采用異步調(diào)制方式時(shí)，希望采用較高的載波頻率，以使在信號(hào)波頻率較高時(shí)仍能保持較大的載波比。,18/60,7.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,圖7-10 同步調(diào)制三相PWM波形,同步調(diào)制 載波比N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步的方式稱為同步調(diào)制。 fr變化時(shí)載波比N不變，信號(hào)波一個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。 在三相PWM逆變電路中，通常公用一個(gè)三角波載波，為了使三相輸出波形嚴(yán)格對(duì)稱和一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，取N為3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。 當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時(shí)，同步調(diào)制時(shí)的fc也很低，fc過低時(shí)由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，當(dāng)負(fù)載為電動(dòng)機(jī)時(shí)也會(huì)帶來較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和噪聲；當(dāng)逆變電路輸出頻率很高時(shí)，同步調(diào)制時(shí)的fc會(huì)過高，使開關(guān)器件難以承受。,19/60,7.2.2 異步調(diào)制和同步調(diào)制,圖7-11 分段同步調(diào)制方式舉例,分段同步調(diào)制 把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。 在fr高的頻段采用較低的載波比，以使fc不致過高，限制在功率開關(guān)器件允許的范圍內(nèi)。 在fr低的頻段采用較高的載波比，以使fc不致過低而對(duì)負(fù)載產(chǎn)生不利影響。 為了防止fc在切換點(diǎn)附近的來回跳動(dòng)，在各頻率切換點(diǎn)采用了滯后切換的方法。 有的裝置在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，而在高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣可以把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式的效果接近。,實(shí)線表示輸出頻率增高時(shí)的切換頻率,虛線表示輸出頻率降低時(shí)的切換頻率,20/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,圖7-12 規(guī)則采樣法,在正弦波和三角波的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制功率開關(guān)器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法。 規(guī)則采樣法 是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，其效果接近自然采樣法，但計(jì)算量卻比自然采樣法小得多。 方法說明 取三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc，使每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）為對(duì)稱。 在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)正弦信號(hào)波采樣而得到D點(diǎn)，過D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制功率開關(guān)器件的通斷。 可以看出，用這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。,21/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,圖7-12 規(guī)則采樣法,和的確定 設(shè)正弦調(diào)制信號(hào)波為,式中，a稱為調(diào)制度，0a1；r為正弦信號(hào)波角頻率，從圖7-12中可得如下關(guān)系式,因此可得,脈沖兩邊的間隙寬度為,(7-6),(7-7),22/60,7.2.3 規(guī)則采樣法,三相橋式逆變電路 通常三相的三角波載波是公用的，三相正弦調(diào)制波的相位依次相差120。 設(shè)在同一三角波周期內(nèi)三相的脈沖寬度分別為U、V和W，脈沖兩邊的間隙寬度分別為U、V和W，由于在同一時(shí)刻三相正弦調(diào)制波電壓之和為零，故由式(7-6)可得,同樣，由式(7-7)可得,利用式(7-8)、式(7-9)可以簡化生成三相SPWM波形時(shí)的計(jì)算。,(7-8),(7-9),23/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，會(huì)產(chǎn)生和載波有關(guān)的諧波分量，這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。 雙極性SPWM波形的諧波分析 同步調(diào)制可以看成異步調(diào)制的特殊情況，因此只分析異步調(diào)制方式。 分析方法 以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)可以推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式。 這種分析過程相當(dāng)復(fù)雜，而其結(jié)論卻是很簡單而直觀的。,24/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,單相橋式PWM逆變電路 所包含的諧波角頻率為,式中，n=1,3,5,時(shí)，k=0,2,4, ；n=2,4,6,時(shí)，k=1,3,5, ,其PWM波中不含有低次諧波，只含有角頻率為c及其附近的諧波，以及2c、3c等及其附近的諧波。 幅值最高影響最大的是角頻率為c的諧波分量。,(7-10),圖7-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖,25/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,三相橋式PWM逆變電路 分析應(yīng)用較多的公用載波信號(hào)時(shí)的情況，在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為,式中，n=1,3,5,時(shí)，k=3(2m-1)1，m=1,2,；n=2,4,6, 時(shí)，,不含低次諧波。,載波角頻率c整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是c2r和2cr。,(7-11),圖7-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖,26/60,7.2.4 PWM逆變電路的諧波分析,諧波分析小結(jié) 在實(shí)際電路中，由于采樣時(shí)刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設(shè)置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復(fù)雜，諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會(huì)出現(xiàn)少量的低次諧波。 SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為c、2c及其附近的諧波，一般情況下cr，是很容易濾除的。 當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波，而是其它波形時(shí)，其諧波由兩部分組成，一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。,27/60,7.3 PWM跟蹤控制技術(shù),7.3.1 滯環(huán)比較方式 7.3.2 三角波比較方式,28/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-24 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,跟蹤控制方法：把希望輸出的電流或電壓波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際電流或電壓波形作為反饋信號(hào)，通過兩者的瞬時(shí)值比較來決定逆變電路各功率開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化 滯環(huán)比較方式 電流跟蹤控制應(yīng)用最多。 PWM電流跟蹤控制單相半橋式逆變電路 把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為帶有滯環(huán)特性的比較器的輸入，通過其輸出來控制功率器件V1和V2的通斷。,電抗器,29/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,控制規(guī)律 當(dāng)V1（或VD1）導(dǎo)通時(shí)，i增大。 當(dāng)V2（或VD2）導(dǎo)通時(shí)，i減小。 通過環(huán)寬為2I的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+I和i*-I的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。 環(huán)寬過寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高，開關(guān)損耗增大。 L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢；L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過高。,圖7-24 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,30/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-26 三相電流跟蹤型PWM逆變電路,圖7-25 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流,三相電流跟蹤型PWM逆變電路 由三個(gè)單相半橋電路組成，三相電流指令信號(hào)i*U、i*V和i*W依次相差120。 在線電壓的正半周和負(fù)半周內(nèi)，都有極性相反的脈沖輸出，這將使輸出電壓中的諧波分量增大，也使負(fù)載的諧波損耗增加。 采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn) 硬件電路簡單。 實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快。 不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波。 和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多。 屬于閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)。,31/60,7.3.1 滯環(huán)比較方式,圖7-28 電壓跟蹤控制電路舉例,電壓跟蹤控制 把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。 輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。 u*=0時(shí)，輸出電壓u為頻率較高的矩形波，相當(dāng)于一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。 u*為直流信號(hào)時(shí)，u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波。 u*為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。,32/60,7.3.2 三角波比較方式,圖7-29 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路,三角波比較方式 把指令電流i*U、i*V和i*W和逆變電路實(shí)際輸出的電流iU、iV、iW進(jìn)行比較，求出偏差電流，通過放大器A放大后，再去和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。 放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。 特點(diǎn) 開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便。 為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波載波。 和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流所含的諧波少。,33/60,7.3.2 三角波比較方式,定時(shí)比較方式 不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘。 以固定的采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控制變量進(jìn)行采樣，并根據(jù)二者偏差的極性來控制變