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1 寬帶，穩(wěn)定增益， FET 輸入的運算放大器 特征： 400MHz穩(wěn)態(tài)增益帶寬 低輸入偏置電流 :5pA 高輸入電阻 :1012或 1.0pF 極低的 dG/dP :0.006%/0.009 低扭曲 :在 5MHz為 90dB 快速設置： 17ns(0.01%) 高輸出電流： 60mA 超速傳動快速恢復 應運： 寬帶光電二極管放大器 峰值檢測 CCD 輸出緩沖器 ADC 輸入緩沖器 高速積分儀 檢測和測量前端 2 寬帶光電二極管轉移阻抗放大器 一種包含寬帶，穩(wěn)態(tài)增益，電壓反饋運算 OPA655，當有 FET 輸入時，能為 ADC緩沖 器和轉移阻抗設備提供十分寬廣的動態(tài)放大范圍。 良好的脈沖設置和極低的調和扭曲將支持更高要求的 ADC 輸入緩沖需要。 寬帶穩(wěn)態(tài)增益和 FET 輸入在高速，低噪聲積分器中允許特殊的操作。 由 FET 輸入所提供的高輸入阻抗和低偏置電流能被極低的 輸入電壓噪聲支持，在寬帶光電二極管設備中達到極低的積分噪聲。 給定的 OPA655 高達 240MHZ 的增益帶寬產品可以提供高寬帶轉移阻抗。如下圖所示，來自于 47PF 的電容高達 1 兆歐的轉移阻抗可以提供 1MHZ， -3 增益的帶寬。 性能討論： 使用 FET 輸入阻抗的放大器具有同那些用 biploar 阻抗相似的功能外，還有一些3 重要的優(yōu)點。在標準運算中，低輸入偏置電流可以減少由于一個非常高或者未知源的阻抗所產生的直流電壓錯誤。在絕大多數(shù) OPA655 使用中，輸出直流錯誤只是由于低于 1mv 輸入激勵電壓所造成的。類似地，輸入電流噪聲幾乎對輸出電流噪聲影響很小。對于低電流噪聲和低于 6nv/ 輸入電壓噪聲的 OPA655 對于寬帶阻抗的應用極為有益。 OPA655 的高寬帶增益和近乎線性的輸出，可以通過 5MHz 對于 2v 的峰值電壓擺動在 100處，來控制調和扭曲低于 -90dbc.在低頻率或高負載阻抗時，這種顯 著地減少扭曲可以被觀察到。 圖 1 放大器的內部原理 操作時需考慮的問題 對于 PC 板外形的仔細觀察可以實現(xiàn)如典型性能曲線中所示的特殊操作。一般來講，對于電源提供的低阻抗路徑，和 I/O 信號端的寄生連接均需很好的操作。在非翻轉輸入周圍可以使用一個防護裝置，可以減少由于普通模式輸入信號所產生的漏電流，。然而， 驅動翻轉點處的防護裝置，能增加不同的輸入能力，很可能會導致寬帶的增加及不穩(wěn)定性。非翻轉緩沖器的應用需一個極低的電感連接在輸出和翻轉輸入之間，以減少頻響的峰值。 OPA655 名義上是為了執(zhí)行所提供的正負 5 伏電壓所設計的，它所提供的最大節(jié)點的電壓應被限制在少于 11V。自從一個提供獨立偏置使用以來，幾乎很少將提供電4 壓的改變看作是交流操作的改變。 基本運算放大器的連接 圖 2 到圖 4 說明基本運放的連接電路也適用于 OPA655。高輸入阻抗和低閉環(huán)輸出阻抗對于非翻轉緩沖器的應用是有益的。記住那些對于一個輸入直流路徑仍然是必須的。甚至于用極低的 FET 輸入偏置電流，開放的電壓源將導致輸入飽和。對于最好的頻響，我們建議使用位于輸出和翻轉輸入之間的直接短路徑。由于輸入偏置電流不必是先聯(lián)的，匹配一個電阻的非翻轉源阻抗在一個反饋網中 是不被推薦使用的。 圖 2 非翻轉穩(wěn)態(tài)增益緩沖器 非翻轉運放圖將再次展示對于輸入信號的高輸入阻抗和低輸出阻抗所驅動的信號增益。圖中所示的 100的 RF 將提供了典型特性曲線中的頻響。除了高頻率非翻轉運放， RF 和 R1 的值將被限制到小于 1.0K，運放的負載 RF+R1 相單于負載阻抗。 圖 3 非翻轉運算放大器 圖 4 中的翻轉運放提供了一個寬頻，輸入阻抗可以控制的，低直流小誤差運放。通過調整 R1 可以設定輸入阻抗達到預定大小，于是在調整 RF，使其達到預定增益?；蛘呖梢栽O定 RF 和 R1達到預定值，再獨立地控制輸入阻抗使其 等于電阻 R1 和任意對地電阻為 RT 的復合。為了估計任意匹配時的帶寬，首先應計算增益作為一個非翻5 轉放大器。這個通常被稱為噪聲增益，或者簡化為翻轉反饋因素。 圖 4 翻轉運算放大器 以翻轉運放為例，通過設定電壓源為 0，可以得出的值。從而可以計算出 比 的值。 R1 加上 RT 并 RS 就等于翻轉輸入對地的總電阻 帶寬的結果近似地等于噪聲增益除以運放產生的增益。 在實踐中，低噪聲增益（ 5）將產生一個比我們所測得由于第二個命令桿的峰值更寬的帶寬。例如來源于 0的源阻抗，翻轉增益為 -1，它產生一個非翻轉 增益為 2，預計信號帶寬為 185MH。 典型應用 OPA655 所產生的高增益和低噪聲十分適合于寬帶轉移阻抗的應用。數(shù)據(jù)紙的首頁顯示了對來源于有 47PF相對大的參數(shù)電容，所測量的結果為 1M的轉移阻抗增益。對于寬頻轉移阻抗應用的關鍵是設定對通過反饋阻抗到達一個平滑，限制帶寬，頻響的補償電容。圖 5顯示了對于設定反饋補償電容 CF 的解析電路，而圖 6 顯示了預感6 解析。 圖 5 轉移阻抗解析電路 圖 6 轉移阻抗的預感解析 OPA655 翻轉輸入相對于地的總電容將設定為源電容 CS作為解析目的。 CS是 CD，CCM和 CDIFF之和。觀察一下轉移阻抗配置中的預知解析，在低頻時噪聲增益為 1，但是當頻率大于 時由于在翻轉點處所形成的電容值為 0 而增加。需重要指出的是運放的輸入噪聲電壓增益也將相似地增加。為了得到最大帶寬， CF通常被設定為在增長的噪聲增益和下降的開環(huán)增益而形成高頻端的交叉點。這個可以通過設定 等于幾何數(shù)來完成。這就意味著運放所產生的頻響和寬帶增益為 0。若產生的增益帶寬用 HZ 來表示，假定 CF CS， CF將被計算為： 7 它是為了設定噪聲增益和開環(huán)增益相應在它們交叉點處的高頻端。 如果對于噪聲增益的 準確地設定在與運放開環(huán)增 益下降端的交叉點，這個電路（曲線）將在 45 度段產生一個很高的頻率響應。為了減少寬頻噪聲和脈沖響應，將這個點應設定在比上圖放大解析頻率稍少的地方較好。對于轉移阻抗分布的又一個有條理的解析，產生了對于頻率響應以達到最大平滑特性的以下結果。 利用 OPA655 的寬帶增益可以產生用 HZ表示的 GBW，定義了一個變量 : 接下來，需 CF以產生一個最大平滑頻響： 對于轉移阻抗的 -3增益的帶寬結果為： 圖 7 表示的是以達到最大平滑響應時的 CF與 RF的關系。圖 8 表示的是為了達到圖 7 所設定的 CF時所需同幅度的 RF和 CD 的帶寬。這些圖標中還包含了相當于二極管電容的 CD的參數(shù)為 2.2PF的輸入電容。對于補償電容 F低效可以通過斷開反饋電阻，如首頁運用電路可知。 圖 7 補償電容和反饋電阻的關系曲線 8 圖 8 最大平滑帶寬 不同種類的放大器的高速使用儀器 利用 OPA655 可以實現(xiàn)高速度的不同種類的放大器。在一個單獨標準運放的不同配置圖中，低輸入偏置電流允許相對高的電阻值。二者擇一地，如圖 9中所示，利用一個三運放使用儀器可以實現(xiàn)一個不同高輸入阻抗的運放。 圖 9 高輸入阻抗，寬頻 1NA 在這個例子中， OPA655 提供了一個不 同增益值： 和 OPA651 不同階段輸入為 1 的普通模式增益。 OPA651，一種增益為 2 的，穩(wěn)定，寬頻電壓反饋運放，抵制了普通模式，并且提供了與負載 50 歐的一半相匹配的不同增益。為了匹配這個負載如圖 10 中所示，這個電路在 1.5V/V 的不同增益處實現(xiàn)了 136Hz的帶寬。調音電容 CT用來匹配兩路信號的高頻增益，以改善高頻 CMRR。使用這些調整方式，通過 100MHz 以后 CMRR 400 增益就可以實現(xiàn)。 9 圖 10 對于 1NA 頻響的測量 最佳性能： 直流準確性 OPA655 對于低輸入激勵電壓是激光整流的，限制了 對于外部整流電路的要求。在很多的情況下，對于輸出直流錯誤， FET 低輸入偏置電流不會起很大作用。例如，在最小增益為 1，最大溫度 85。對于反饋電阻大于 312 千歐只有其超過輸入激勵電壓時，輸入偏置電流將產生錯誤。只有那些相對輸入電源較高或反饋電阻值較大的，他們的輸入偏置電流所產生的誤差大多是由于輸出直流錯誤。類似地，若兩個輸入偏置電流很小，但不是很匹配。通過源阻抗并與之匹配的輸入偏置電流的取消是不被推薦的。 輸入激勵源的變化會使所能提供的電壓產生改變。利用 PSR 的具體情況來計算這些。例如，所提供的電壓發(fā)生 0.5V 的改變，經常表現(xiàn)為輸入激勵電壓發(fā)生 0.28mv的變化。 如典型性能曲線圖中所示，反面的常模輸入電壓可以導致輸入偏置電流增加。當電壓源或反饋電阻較大，并且常模輸入電壓接近于 -2.5v 時，這些將對直流精度產生影響。對于二極管轉移阻抗的設備在非翻轉運放輸入需一個偏置電壓時，正的輸入偏置是值得參考的。 頻率響應補償 OPA655 本質上是利用來補償單元增益使其穩(wěn)定，這個單元用 100 歐負載。其相位極限為 58 度。這個單元增益的相位極限顯示出一個頻響中的微小尖點。為了減小這個尖點同時要求一個地電感短距離連接從輸出到翻轉輸 入端。單元增益這個穩(wěn)定的10 寬頻給予自己很好的集成和緩沖作用。 在高增益處，相位極限和平坦度將會改善。因為相位極小很少依賴于負載，在增益為 +2 處平坦度將會通過改變負載而變化。在典型性能曲線中，利用 100 歐的反饋和 100 歐的負載可見非常平坦的性能曲線。我們可以通過增加負載和反饋電阻使其上升或減少它們使其下降。在寬帶方面我們記得一個 -1 的反轉增益就等于一個 +2 的增益。例如，噪聲增益等于 2對于電壓反饋運放外部補償技術的發(fā)展是可以應用的。還比如，在非翻轉結構中，通過在有反饋電阻的路徑中放置一個電容，將可以減小增益到 +1，在 f=1/2 RFCF時。同樣，在非翻轉結構中，不用改變低頻翻轉增益，而在翻轉點處放置一個 RC 對地的網，這個帶寬將會受到限制。在高頻處這些將起到增加噪聲增益的作用，從而限制了翻轉輸入信號通過增益帶寬產品的帶寬。 在高增益處，這個電壓反饋增益帶寬產品將會限制可以達到的信號帶寬。若 FET輸入不需要，在高增益處的高寬帶將是必須的，可考慮從當前的運放像 OPA658 中得到所需的帶寬。 驅動電容負載 對于驅動電纜末端的低阻抗，高開環(huán)增益和 OPA655 的 AB 類輸出段是最優(yōu)化的。在輸出端的電容負載可以減少導致頻響峰值和可 能振動的相位極限。這種影響在單位增益中特別強調，而在高增益中并不重要。正如圖 11 種所示，通過利用一個電阻隔離一個電容負載可以使頻響平滑曲線得以保持。典型性能曲線中給出一個當 CL 增加時，為了保持平坦頻響的一個最小的 RISO.在圖 11中所示的 1千歐的通過 CL的負載是這個測量的探測負載，它可以是任意的。 脈沖和過度驅使曲線 像 OPA655 的高速運放可以為輸入脈沖提供一個非常快的設置時間。良好的平滑響應和線性相位對于得到較好的設置時間是必須的。正如說明書中所示，對于電壓為1 伏，增益為 1的 OPA6558nS 只是其最快 設置時間的 0.1%。輸入轉換之后，說明書中必須定義時間。 11 圖 11 驅動一個寄生負載 對于一個 1 伏變化，再一個誤差為 1 毫伏時的穩(wěn)定通信為 0.1%。對于最好的穩(wěn)定時間，再頻響中可以允許很小或無峰值。用推薦的 RISO作為寄生負載將限制峰值，同時減少穩(wěn)定時間。特別毫的穩(wěn)態(tài)需仔細觀察在所提供的去藕電容對地的反饋電流。去藕輸出端能量的提供同主要的輸如能量的分開將會改善穩(wěn)態(tài)和調和扭曲特性。 正如典型性能曲線中所示， OPA655 從輸入過載的恢復是非?？斓?。對于非翻轉操作，對負載電荷的過載恢復將會比正電荷快 10ns.對 于翻轉輸入模型的操作，比如轉移阻抗運放，不是建立在超過普通輸入電壓模型基礎上的輸入過載的恢復是很快的。不像指定的 FET 輸入運放，過載輸入不會導致輸出翻轉或關閉。超過所提供正電壓的輸入將會導致輸出翻轉和擺動，但死鎖不會發(fā)生。 調和扭曲 如典型性能曲線中所示， OPA655 在超過操作情況很大的范圍內，能附帶 100 歐的負載實現(xiàn)極低的調和扭曲。一般來講，在低增益，低信號波動，低頻率和高負載時扭曲將會改善。圖 12 顯示，當負載增加時，在第二調和扭曲處極大改善，而在第三扭曲處相對不敏感。對于測量的目的，當增加增益到 +5 時，從說明書的列表可知，這些扭曲水平是增加的。窄帶通信系統(tǒng)講從第三低扭曲處受益，此時負載將提供極低的互感。 12 圖 12 5Hz 的調和扭曲與負載的關系曲線 不同階段不同增益 在運放中， OPA655 可以提供極低的 誤差。對于一個彩電傳媒頻率，當輸出電壓緩慢低于一定亮度范圍時，在說明書中所說，它的小信號增益和階段是變化的。對于一單個電視負載中的正 ，說明書顯示少于 。這個水平的成果對于商業(yè)可用電視檢測的精度是個挑戰(zhàn)?？梢岳靡粋€ 檢測系統(tǒng)作為檢測手段。 輸出驅動電路 以保證的輸出電流將驅動一個 100 歐超過完 全保證輸出電壓幅度為 的負載。最小性能曲線只有在低溫下可用。若伴有高壓輸出電壓和電流在大多數(shù)設備中均可用。許多要求的高速設備，例如驅動 ADC 的，需寬頻，低輸出阻抗的運放。如圖 13 所示，當超過某一頻率時， OPA655 保持了一個很低的閉環(huán)輸出阻抗，此閉環(huán)輸出阻抗隨著頻率的增加而增加。 圖 13 小信號輸出阻抗與頻率的曲線 需考慮的熱量要求 13 OPA655 在許多操作環(huán)境下需降溫，就像下邊所描述的。最大期望的節(jié)點溫度將限制所允許的內部最大驅散溫度。無論何時，最大節(jié)點溫度都不能超過 運放操作時的節(jié)點溫度 可以通過 給出，總內部消散功率 在輸出階段是為了傳送負載的消散功率加上靜止功率的復合。靜止功率可以簡化為具體的無負載時的電流與通過這部分的總的電壓的乘積。 將依賴于所需的輸出信號和負載。對于一個接地負載，當輸出是一個固定的直流時，其最大值等于任何所提供電壓的一半。在這種情況下 ，其中 包括反饋網絡中的負載。所指出的是在輸出階段的消散功率而不是負載決定內部消散功率。正如一個例子，對 OPA655U，具體的最大 ， ，最大 需考慮的布局和內部連接 對于像 OPA655 這樣的高頻運放為了達到標準性能，須細心地注 意布局參數(shù)，仔細地選擇外部元件。建議包括： 對于所有輸入或輸出信號端應減少其對交流地的電容參數(shù)。在輸出和翻轉輸入端的寄生電容可以導致不穩(wěn)定性。在非翻轉輸入端它可以與源阻抗相互作用，從而導致無意地限制帶寬。為了減少不需的電容，在所有地和電源輸出或輸入附近的窗口應開通。否則，在這個地方，地和電源將會是完整的。 減少從四個能量端到高頻 電容的距離。在節(jié)點處，地和能量端不應過分靠近信號的輸入或輸出端。 OPA655 將 4 端和 7 端連接起來作為輸入端來允許直接代替 8個端以執(zhí)行操作。輸出端的分開連接，將提供了最好的扭曲和設置 性能。避免縮小能量端和地的距離是為了減少端點和地的電感。在低頻時，有效地大電容也被使用。這些將被放置在稍微遠離設備和在同一張 PC 板的好幾個設備之間。 外部零件的仔細選擇和放置，將有利于維護 OPA655 的高頻性能。電阻應該是電抗類型。工作良好固定在表面的阻抗允許一個緊湊全面的布置。金屬薄片和碳合成的沿軸線電阻可以提供高頻性能，并且保持這些電阻盡可能的短。在一個高頻裝置中信14 號路徑上不要利用線圈式電阻。對于最低的寄生電容，考慮來自于精確阻抗產品的PR8351 型電阻。這類精度的電阻有小于 0.02PF 變化的計生電容。 由于輸出端和翻轉輸入端對于寄生電容很敏感。對于包裝接點時，總是要放置反饋回路，設置增益，以及一系列輸出電阻。對于一個電壓跟隨的緩沖裝置，在板的有零件的一側，位于 6 端和 2 端一條寬路徑，將降低頻率響應峰值。為了限制對于輸出交流地的寄生電容，我們應確保在這條路中的地和能量端應是開著的。 在這個板上同其它含有多種頻率成分設備的連接應用短路，或