翻譯--為實(shí)現(xiàn)低功耗無線接收機(jī)的集成射頻帶通濾波器和.doc

實(shí)現(xiàn)低功耗無線接收機(jī)的集成射頻帶通濾波器和振蕩器的設(shè)計(jì)威廉B庫恩美國 堪薩斯州 曼哈頓 堪薩斯州立大學(xué)摘要-全集成的無線接收機(jī)需要片上射頻/中頻帶通濾波器和本地振蕩器的實(shí)現(xiàn)技術(shù)。分析表明：如果線上電感允許附加到電路設(shè)計(jì)中，工作在甚高頻到L波段頻率范圍內(nèi)的低功率濾波器/振蕩器的設(shè)計(jì)是可以實(shí)現(xiàn)的。工作在200Mhz的全集成LC振蕩器的雛形已經(jīng)提出，以及濾波器和振蕩器理論的發(fā)展表明用于寬帶服務(wù)的的低功耗全集成的PCS（個人通信業(yè)務(wù)）接收機(jī)可以實(shí)現(xiàn)了,例如DECT（數(shù)位加強(qiáng)式無線電通訊系統(tǒng)）。 I引言 由于AMPS/GSM/DECT和其他無線服務(wù)芯片集的引入，現(xiàn)代的移動電話和PCS產(chǎn)品的集成化程度越來越高。然而，這些無線設(shè)備中含有RF/IF部分的濾波器和本地振蕩器電路仍然是片外的，這樣就限制了最終產(chǎn)品的大小和成本降低的可能性。 由于高功耗、有限的動態(tài)范圍以及低相位噪聲的限制，試圖將RF/IF濾波器和本地振蕩器集成在硅集成處理工藝中的進(jìn)展不大。再考慮到接收機(jī)部分，這些問題使得許多的設(shè)計(jì)者轉(zhuǎn)而考慮經(jīng)典的超外差式接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。尤其的在最近這些年直接的轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)越來越受關(guān)注，理論上，所有頻道的選擇都可以通過集成程度較好的低通濾波器來實(shí)現(xiàn)。然而這樣的設(shè)計(jì)需要高質(zhì)量的本地振蕩器，并且尤其需要一些位于前端的RF預(yù)選濾波器來提高帶外的抗干擾性。同樣的結(jié)論也適用于亞取樣的數(shù)字接收機(jī)結(jié)構(gòu)，在射頻段它要額外引入去假頻濾波器。在發(fā)射機(jī)端，需要良好的譜純度阻止相鄰信道的干擾，并且在輸出端需要采用帶通或是低通濾波器來衰減諧振頻率。 如果集成電感獲準(zhǔn)進(jìn)入IC設(shè)計(jì)活動，所有這些要求都可以解決。一旦砷化鎵MMIC(微波單片集成)設(shè)備運(yùn)行在幾個兆赫或是更高頻段,集成硅電感就變得越來越可行。隨著BiCMOS（雙極互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體）工作頻率范圍的提高，無線設(shè)備中射頻和中頻分別向L波段和甚高頻的遷移，以及在現(xiàn)代的2-金屬和3-金屬工藝過程中金屬噴鍍到基質(zhì)距離的提高，以上的發(fā)展使得集成在硅上應(yīng)用逐漸的被引用進(jìn)來。 這篇論文首先回顧集成LC濾波器設(shè)計(jì)理論的最新進(jìn)展，然后擴(kuò)展到集成接收機(jī)前端的設(shè)計(jì)，還包括高性能本地振蕩器的設(shè)計(jì)。測量結(jié)果基于對用2 m CMOS工藝實(shí)現(xiàn)的全集成的200Mhz的本地振蕩器的測試并推測2Ghz本地振蕩器的設(shè)計(jì)。最后，這些結(jié)果表明一個全集成的、低功耗的 PCS接收機(jī)是觸手可及的。 II螺旋電感和集成的LC帶通濾波器 電感可以使用MMIC設(shè)計(jì)中的螺旋尺寸通過硅集成工藝來實(shí)現(xiàn)。圖片1a展示了一個傳統(tǒng)的螺旋電感的結(jié)構(gòu)。圖片1b展示的改進(jìn)螺旋電感通常應(yīng)用在均衡電路中 。 圖片1 （a）傳統(tǒng)的螺旋電感 （b）中心抽頭的螺旋電感 為了說明現(xiàn)代CMOS工藝可以達(dá)到的性能，表I列出了圖片1所示傳統(tǒng)電感形狀的仿真電感值、品質(zhì)因數(shù)和自諧振頻率。這些仿真結(jié)果是基于集總電路SPICE模型考慮到近似的基質(zhì)損耗的修正。表I對于各種各樣環(huán)外大小D和匝數(shù)N的仿真電感性能 雖然對比于分布式電感設(shè)計(jì)，表中顯示的Q值非常低，但是對于許多應(yīng)用像RF低通濾波器、寬帶調(diào)諧放大器和阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，他們已經(jīng)足夠了。如果RF預(yù)選或者是IF的信道選擇需要帶通濾波器的小分?jǐn)?shù)帶寬，那么可以加入有源Q增大電路，如圖2所示。 圖片2.Q增強(qiáng)的LC帶通濾波器電路Rp代表有限Q電感及其相連電路在諧振時的等效并聯(lián)阻抗，跨導(dǎo)gmn實(shí)現(xiàn)負(fù)阻抗來抵消這一損失?？鐚?dǎo)gmi和gmo提供輸入輸出緩沖以實(shí)現(xiàn)一個完整的二階帶通濾波器設(shè)計(jì)。高階濾波器也可以通過使用耦合諧振和類似的電路結(jié)構(gòu)來設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。A 動態(tài)范圍分析設(shè)計(jì)工作在低功耗下高Q電路時主要關(guān)注動態(tài)范圍這一性能。因此，對圖2所示電路進(jìn)行噪聲分析并加以簡化得出動態(tài)范圍DR的表達(dá)式 其中P1dB 是Rp在1 dB壓縮點(diǎn)處的功率，Q0和Q分別是Q提高前和提高后諧振電路的品質(zhì)因數(shù)，BIF是使用濾波器的接收機(jī)的中頻帶帶寬，F(xiàn)是gmn 和gmi有關(guān)的噪聲系數(shù)，其中g(shù)mn和gmi假定值從1到2，kT是波爾茲曼常量乘以開式溫度。公式（1）表明通過Q增加，動態(tài)范圍隨著濾波器帶寬的變窄而迅速的減小。然而Q的提高過程提供了再生增益，這可以用于無線電接收機(jī)設(shè)計(jì)的開發(fā)中。因此，適度的增加Q，無線系統(tǒng)中濾波器的性能可以和集成了片外無源濾波器的傳統(tǒng)接收機(jī)相比較。 圖3 傳統(tǒng)接收機(jī)的前端設(shè)計(jì) 圖 4 集成接收機(jī)的前端圖3和4 展示了兩個接收機(jī)的前端設(shè)計(jì)。圖3 展示的是傳統(tǒng)的接收機(jī)前端，它包括片外預(yù)選、集成的低噪聲放大器LNA和圖像濾波器。雖然無源濾波器自身可以有很高的動態(tài)范圍，但是LNA會限制在接收機(jī)的預(yù)選通帶內(nèi)所允許的最大的信號電平，因此就會在總體上影響系統(tǒng)的動態(tài)范圍。在這種情況下，DR改寫為其中Fop和G分別是LNA的運(yùn)行噪聲系數(shù)和增益，P1dB 是在放大器輸出端測量出的壓縮點(diǎn)。把這一表達(dá)式和品質(zhì)因數(shù)增強(qiáng)的公式（1）比較，圖4 揭示了如果品質(zhì)因數(shù)的增加被限制在就可以得到相似的動態(tài)范圍性能。假定濾波器的噪聲系數(shù)F=2，LNA的運(yùn)行噪聲系數(shù)Fop=4，P1dB在這兩者之間類似。對于一個典型的接收機(jī)，增益G在20-30dB（100-1000），意味著沒有動態(tài)范圍的損失下把Q增加到10或者是更高是有可能的。因此，圖4 所示的集成的Q增強(qiáng)的LC濾波器很有可能代替圖3所示的組合了LNA和兩個片外濾波器的結(jié)構(gòu)。此外，由于被LNA消耗的功率可以分派到提供所需增益的Q增強(qiáng)的濾波器，所以這兩個電路會呈現(xiàn)相似的功率消耗。其中可以提供的所需增益是再生Q增強(qiáng)過程中產(chǎn)生的。 圖5 所示的是L波段Q增強(qiáng)的濾波器的動態(tài)范圍和傳統(tǒng)的LNA/濾波器相結(jié)合的動態(tài)范圍，它們的增益相同（26dB）。注意在這兩種情況中，在預(yù)選通帶外動態(tài)范圍的提高時是以降低系統(tǒng)增益為代價的。（這里動態(tài)范圍定義為未經(jīng)輸出壓縮的最大輸入信號電平除以接收機(jī)帶寬BIF的輸入?yún)⒖荚肼暋＃﹫D5 計(jì)算出的傳統(tǒng)前端設(shè)計(jì)（a）和基于Q增強(qiáng)濾波器設(shè)計(jì)（b）的隨頻率變化的動態(tài)范圍 在計(jì)算傳統(tǒng)前端的動態(tài)范圍時，假定LNA的Fop=4（6dB），P1dB=-5dBm，預(yù)選通帶之外的改善是由于使用了位于LNA前面的單極點(diǎn)、20MHz帶寬絕緣諧振濾波器。對于工作在L波段的低功耗（例如Idc=5mA）硅集成電路，F(xiàn)op和P1dB的值是特定的。在Q增強(qiáng)濾波器中，假定在1.9Ghz下F=2，Q0=8，參考文獻(xiàn)（2）所描述的設(shè)計(jì)技術(shù)用來提供6-8dB的運(yùn)行噪聲系數(shù)和在Idc=5mA時-7dBm的1dB壓縮點(diǎn)。電感的品質(zhì)因數(shù)通過11.9的因數(shù)提高到有效的95和20MHz帶寬。假定在兩種情況下IF的帶寬是1.1MHz，這與DECT或者是寬帶PCS接收機(jī)是一致的。B濾波器調(diào)諧 眾所周知除了動態(tài)范圍的限制，高品質(zhì)有源濾波器的問題還有頻率/品質(zhì)因數(shù)的制造公差和溫度漂移。因此，為了能較大提高品質(zhì)因數(shù)，在上面所提到的濾波器中進(jìn)行實(shí)時的調(diào)節(jié)是必須的。 實(shí)現(xiàn)調(diào)諧最簡單的方法是采用改編自Gm-C濾波器的主從式技術(shù)。這項(xiàng)技術(shù)制作了一個相同的濾波器（采用可選的內(nèi)置頻率偏置）并使其有增加到足夠大的品質(zhì)因數(shù)以至于它成了一個振蕩器。通過頻率或者是相位鎖定振蕩器到一個已知的參考值，并且采用等效頻率控制濾波器的輸入，濾波器的頻率受振蕩器直接調(diào)諧并保持在一個需要的值。使用一個合適的幅度控制環(huán)、振蕩器和固定Q0偏置的濾波器，這項(xiàng)技術(shù)也可以被用來控制濾波器的品質(zhì)因數(shù)。III集成的本地振蕩器 自從主振蕩器可以兼做本地振蕩器把頻率降到中頻段IF，主從式調(diào)諧在上面所談到的控制RF前端濾波器中變得越來越受歡迎。然而為了使這項(xiàng)功能變得可行，要求振蕩器必須有充足的低相位噪聲。因此引起了低相位噪聲性能的研究并且用工作在200MHz下的實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)進(jìn)行了證實(shí)。這項(xiàng)研究基于的理論首先是羅賓斯發(fā)展起來的，但是利用公式（1）中動態(tài)范圍的表達(dá)式可以得出片上LC振蕩器的直接可應(yīng)用性。 當(dāng)圖2所示的Q增強(qiáng)濾波器的品質(zhì)因數(shù)上升到一個點(diǎn)，該點(diǎn)即由再生增益和諧振器所產(chǎn)生的噪聲功率和濾波器所允許的最大信號功率相等時，這個濾波器會變成一個振蕩器。在公式（1）中這一點(diǎn)就是DR=1時，帶寬Bif被濾波器的全部噪聲帶寬Bn所代替。這時，公式（1）可改寫為： 假定前面所提到的幅度控制環(huán)被用來穩(wěn)定在Posc=P1dB這一點(diǎn)時振蕩器的功率Posc，公式（4）就可以給出振蕩器功率的定量表達(dá)。這個功率是由一個二階諧振腔和3dB帶寬B3db=2/Bn的窄帶噪聲組成的。為了找出振蕩器在帶寬是1Hz 時的噪聲密度No，我們參考Bn的定義，這樣Posc可以改寫為：結(jié)合（5）、（4）以及諧振器3dB帶寬公式（B3dB=fo/Q）得出：由于這個功率的一半是振幅噪聲，因此實(shí)際的相位噪聲Nop是公式（6）中No值的一半。此外，頻率在諧振器3dB帶寬外偏移f時，噪聲頻譜會隨著二階諧振器響應(yīng)而產(chǎn)生。因此：最后，把（6）代入（7）并除以Posc得出相位噪聲和振蕩器功率的關(guān)系： IV實(shí)驗(yàn)證實(shí)為了證實(shí)前面所談到的理論，設(shè)計(jì)了一個主從式、Q增強(qiáng)濾波器，它工作在200MHz，使用片上240nH中心抽頭電感，采用2m CMOS工藝制造，測得電感是850m并且呈現(xiàn)的品質(zhì)因數(shù)QO為2.2。圖6 展示了這一模型中的二階濾波器的簡化原理圖。這個設(shè)計(jì)的細(xì)節(jié)以及證實(shí)公式（1）的動態(tài)范圍的測量值超出了本論文的范圍。在這只討論振蕩器的性能。 圖6 濾波器/振蕩器模型電路的簡化原理圖 IC模型中振蕩器部分和圖6所示去掉輸入緩沖的電路是等效的。在測試時，振蕩器的功率保持在P1dB,Vdd=3v時濾波器（60w）的直流電流是1.3mA，這些電流被交叉耦合Q增強(qiáng)跨導(dǎo)電路所消耗。 圖7 200MHz 片上LC振蕩器相位噪聲的測量值圖7顯示的是測量出的振蕩器的噪聲頻譜。帶寬為1KHz時組合的幅度和相位噪聲在100Khz偏置時是-99dBc、在500KHz偏置時是-112dBc。對比一下公式（8）得出的值-102dBc和 -116dBc都是相位噪聲，這與測得結(jié)果很一致。 如果這個設(shè)計(jì)可以工作在更高的頻率（例如1-2GHz），公式（8）表明相位噪聲會隨著頻標(biāo)比的平方而增長。然而就像在前面表1中給出的，電感的品質(zhì)因數(shù)也會隨著頻率而增長，因此相位噪聲的衰減就被很大的抵消了。例如，一個工作在1.9GHz的本地振蕩器，使用的是500m、品質(zhì)因數(shù)為8的電感，當(dāng)Idc=6mA時Posc=350W，此時在100Khz偏置時測得的相位噪聲為-102dBc。這些結(jié)果表明，將集成的主/本地振蕩器與Q增強(qiáng)的LC濾波器射頻前端結(jié)合，可以實(shí)現(xiàn)可以接受的相位噪聲性能。V接收系統(tǒng)的設(shè)計(jì)研究 前面談到的濾波器的動態(tài)范圍和相位噪聲的研究表明，采用片外濾波器和片外本地振蕩器環(huán)電路的接收機(jī)如果能實(shí)現(xiàn)性能匹配，那么一個全集成、低功耗的接收機(jī)是可以實(shí)現(xiàn)的。為了進(jìn)一步證實(shí)這種可能性，相對于DECT系統(tǒng)的性能要求我們研究一個單轉(zhuǎn)換接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。（同時也研究一個直接轉(zhuǎn)換的接收機(jī)，然而片上振蕩器和濾波器電感的磁場耦合這些潛在的問題使得這一結(jié)構(gòu)的實(shí)用性受到懷疑。） 圖8 全集成接收機(jī)結(jié)構(gòu)在圖8所示的單轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)中，第II部分所描述的Q增強(qiáng)LC濾波器提供20MHz的預(yù)選帶寬、26dB增益和8dB的噪聲因數(shù)，第IV部分談到的主/本地振蕩器被用作濾波器調(diào)諧并且可以降頻轉(zhuǎn)換到200MHz的中頻段。最后采用固定調(diào)諧直接轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)提供頻道選擇，這一結(jié)構(gòu)結(jié)合了類似前面所講的200MHz的振蕩器、基于Gm-C的有源低通濾波器和直接轉(zhuǎn)換尋呼機(jī)的調(diào)制技術(shù)。假定混頻器和Gm-C低通濾波器模塊的增益是0dB，壓縮點(diǎn)是-5dBm，噪聲因數(shù)是15dB，由此計(jì)算出的本次設(shè)計(jì)的性能總結(jié)在表II的第一欄中。從參考書目中得到的DECT系統(tǒng)的要求列在第二欄中，對比表明本次設(shè)計(jì)達(dá)到了DECT接收機(jī)的動態(tài)范圍和相位噪聲性能的要求。表II所有接收機(jī)的性能 VI總結(jié)及未來方向 隨著移動電話和個人通信業(yè)務(wù)系統(tǒng)在射頻和中頻段工作頻率的提高以及硅集成電路工藝的進(jìn)展，使得在無線專用集成芯片ASIC設(shè)計(jì)中使用集成電感成為可行。片上螺旋電感的傳統(tǒng)應(yīng)用范圍是，從RF低通濾波器和匹配網(wǎng)絡(luò)到寬帶調(diào)諧放大器。通過使用Q增強(qiáng)電路，集成電感也可以作為高性能、片上、RF/IF帶通濾波器和本地振蕩器的基礎(chǔ)元件。分析性研究和頻率縮放原型的實(shí)現(xiàn)表明盡管所使用的電感的固有的品質(zhì)因數(shù)很低，但是好的動態(tài)范圍和相位噪聲性能也可以實(shí)現(xiàn)。此外，采用這些技術(shù)的一個單轉(zhuǎn)換接收機(jī)結(jié)構(gòu)的研究表明一個全集成的接收機(jī)馬上就可以實(shí)現(xiàn)了。然而，這項(xiàng)技術(shù)仍然在發(fā)展中，在其能投入商業(yè)應(yīng)用前仍然需要額外的研究和原型的設(shè)計(jì)。未來研究中會涉及到的領(lǐng)域包括：設(shè)計(jì)工作在2GHz采用細(xì)線工藝（例如0.5m）的濾波器和振蕩器模型，振蕩器和濾波器調(diào)諧系統(tǒng)的詳細(xì)設(shè)計(jì)，振蕩器到濾波器耦合效應(yīng)和潛在的本地濾波器輻射的深入研究，優(yōu)化濾波器和振蕩器功率消耗和性能的跨導(dǎo)的改良設(shè)計(jì)，以及有關(guān)接收機(jī)預(yù)選濾波器通帶之外的信號動態(tài)范圍要求的詳細(xì)的系統(tǒng)級評估。最后，也應(yīng)該研究片上電感在集成化PCS無線產(chǎn)品的接收機(jī)部分的作用。雖然振蕩器的LO純度是足夠的，但是利用片上LC濾波器進(jìn)行諧波抑制的可行性也需證明。這篇論文通過結(jié)合這樣一種設(shè)計(jì)和全集成接收機(jī)的研究，揭示了集成PCS收發(fā)機(jī)所有模擬功能于一個單獨(dú)的專業(yè)集成電路設(shè)備ASIC的可行性。參考文獻(xiàn)（1） Yannis Tsividis 教授，“集成的連續(xù)時間濾波器設(shè)計(jì)-概括”，美國電氣電子工程師協(xié)會期刊固態(tài)電路，29卷,第三期,第166 -176,1994年3月（2） 威廉B庫恩，采用雙極互補(bǔ)金屬氧化物技術(shù)設(shè)計(jì)集成的、低功耗無線電接收機(jī)，博士學(xué)位論文，布拉德利部門電氣工程，維吉尼亞理工學(xué)院和州立大學(xué),黒堡，弗吉尼亞，1995年12月（3） 阿薩德達(dá)Abidi，“用于便攜通信的射頻集成電路“，會報美國電氣電子工程師協(xié)會定制的集成電路研討會，8.1.1-8.1.8,1994年（4） 威廉B庫恩，薩拉馬答Elshabini和弗雷德里克W 斯蒂芬森 “單片帶通濾波器的中心抽頭螺旋電感”，電子列托，31卷，第8期，625-626頁，1995年4月13日（5） N. M. Nguyen, and R. G. Meyer,，“硅集成可兼容電感和LC無源濾波器”， 美國電氣電子工程師協(xié)會期刊固態(tài)電路，25卷,第4期,第1028 -1031,1990年8月（6） J. Y.-C. Chang, A. A. Abidi, and M. Gaitan，“硅上大懸浮電感和它們在2-um CMOS射頻放大器的使用”，美國電子電氣工程師協(xié)會電子設(shè)備列托，第14卷，第5期，246-248頁，1993年5月（7） K. Negus, B. Koupal, 3. Wholey, K. Carter, D. Millicker, C.Snapp, and N. Marion，“高集成接收機(jī)的射頻集成電路采用單片窄帶調(diào)諧數(shù)字移動電話”，美國電子電氣工程師協(xié)會國際固態(tài)電路會議，38-39頁，1994年（8） R. A. Duncan, K. W. Martin, and A. S. Sedra，“一個Q增強(qiáng)的有源RLC帶通濾波器”，會報美國電子電氣工程師協(xié)會電路與系統(tǒng)的國際論壇，1416-1419頁，1993年（9） S. Pipilos, and Y. Tsividis，“應(yīng)用在GHz段有源RLC集成濾波器的設(shè)計(jì)”，會報美國電子電器工程師協(xié)會電路與系統(tǒng)國際論壇，5.645-5.648頁，1994年（10） S. Pipilos, Y. Tsividis, and J. Fenk，“硅工藝的1.8GHz可調(diào)諧濾波器”，會報美國電子電器工程師協(xié)會定制的集成電路研討會，189-192頁，1996年（11） W. B. Kuhn, F. W. Stephenson, and A. Elshabini-Riad，“高品質(zhì)