設計制作并驗證0.1Hz10Hz超低頻微弱噪音檢測放大器.doc

設計制作并驗證0.1Hz10Hz超低頻微弱噪音檢測放大器STEP BY STEPJackFrost一直想有個小裝置能夠測量0.1Hz10Hz的超低頻噪聲，人越來越懶得動手，前幾周才開始慢慢準備斷斷續(xù)續(xù)制作測試，今天才鼓起勇氣把手頭的資料整理起來。超低頻噪聲的意義什么的就不說了，但凡玩基準高精密測量的人都了解，這里能夠寫的篇幅實在太大了，就略去各種前戲相關知識了。 因為人懶，所以比較多理論的準備工作，以盡量減少動手拿烙鐵的勞累了。好聽的說就是強調理論指導實踐，事半功倍，嘿嘿。于是有了這篇STEP BY STEP，記錄下這段時間試驗的過程，本著分享和共同學習進步的網(wǎng)絡精神發(fā)到網(wǎng)絡上，碼字很辛苦，大家喜歡的話就點個贊多點鼓勵，我也有動力有理由不再懶下去。文章的篇幅會很大，斷斷續(xù)續(xù)下來記錄下來的筆記內容很多，發(fā)到網(wǎng)上盡量縮減了首先籠統(tǒng)地講放大器包括2個大部分，一個是前級，將微弱信號（通常是uVp-p級別）放大1000或者更高；另一個是0.1Hz10Hz的帶通濾波器。 先來帶通濾波器部分，這部分直接用的TI官方出的SLAU522文章中的帶寬濾波器，作者是Arthur Kay。這部分包括包括一個增益為10的二階0.1Hz HPF和一個增益為10的10Hz 四階低通LPF，總的增益是100倍。并且在輸出部分加了一個22uF的大薄膜電容通過BNC連接到示波器1M歐輸入阻抗，以徹底隔離直流，這樣示波器上就可以直接讀取峰峰值來了解噪聲情況了。由于放大器的噪聲主要是由前級來決定，所以這部分可以使用大電阻，運放選擇條件也寬松，我用的是手頭拆機的OPA2277。電容用的是薄膜電容，電阻值是用手頭多個0805串聯(lián)出來的。下面是這部分電路的實測根據(jù)以上測試可見，LPF -3DB點比設計值稍偏低了一點，這主要原因還是電容容量誤差，手頭沒有高精度的零件，也沒有可以準確測容量的儀器，只能保證電阻誤差不大于1%。帶通濾波這部分內容就不多講了，并不是本篇超低頻微弱噪音檢測的重點接下來前級放大部分是要考慮比較多的，做了比較多的工作，放大器的噪聲水平主要取決于這部分。一、運放的選擇： 低噪聲的運放有一些可供選擇，我選擇了一些典型的型號，并截下他們噪聲指標以對比根據(jù)這些型號DATASHEET給出的噪聲指標，進行了挨個大致的計算并粗略地匯總了下。這里主要關注的是0.110Hz頻段，因此主要就是1/F閃爍噪聲，噪聲計算簡化后的模型包括1/F的運放輸入噪聲電壓、運放輸入噪聲電流在信號源內阻上產(chǎn)生的電壓、信號源內阻的熱噪聲，由于反饋電阻用的是51/51K因此這部分就可以忽略了。10HZ總的輸出噪聲單位uVrms運放型號 RS=0 RS=8K RS=80KAD8676 16.540 136OPA2188 28.3 45.5 116ADA4528 17.4 41.5 168AD8628 75 83 136LT1028 8 274 2700OPA140 37 52 120OPA209 15.3 46 272OPA827 42 55 120OPA627 107 113 156由于我們要測量基準的噪聲水平需要在輸入級加上RC高通，并且RC的頻率點要低于0.1Hz，所以這就困難了對于100uF的輸入電容，對應的輸入電阻要大于16kohm，而這時候電阻的熱噪聲0.13*(sqrt(16000 ohm)*sqrt(10Hz) = 52nVrms = 343nVp-p，這個熱噪聲水平都超過一些運放的輸入電壓噪聲水平了，并且不僅如此，還有運放噪聲電流流過這個電阻所產(chǎn)生的噪音。因此我們需要將輸入電容C盡可能大，而輸入電阻盡可能小，不過電容大的不好找體積大，并且漏電也大，會造成第一級放大單元直接飽和，于是這RC又成了一對矛盾。以前玩音響的時候還有點存貨，包括22uF和10uF的薄膜電容，這些個性能很好，漏電小于1nA甚至只有幾十pA，還有一個你吃糠的MUSE BP無極性電解電容，這個漏電情況也可以湊合。上面這幅是串了100K歐電阻測試22UF MMK薄膜電容的情況，漏電大約是0.26nA，而220uF/50V MUSE BP電解大約是幾十個nA水平，并且電解電容加上直流偏置后漏電逐漸降低要測數(shù)小時才穩(wěn)定。 我們知道運放噪聲包括輸入噪聲電壓，輸入噪聲電流，并且這經(jīng)常是個矛盾，輸入噪聲電壓極低的運放往往輸入噪聲電流比較大，比方說經(jīng)典的AD797，噪聲電壓僅50nVpp，但是噪聲電流達到2pA/rtHz，而通常噪聲電流小的運放往往噪聲電壓在200nVpp以上，通常是250nVpp。我選擇的輸入電阻是8K到16K左右，因此要用作前級放大就選擇輸入噪聲電壓盡量小，而噪聲電流要小于0.X pA/rtHz級別的，尤其是fA級別的更好，并且輸入偏移電壓盡量小，輸入偏置電流也要小，這樣才不至于在放大了1000甚至10000倍后運放飽和。這里不得不提到的是零漂移運放，超低頻1/F噪聲幾乎可以忽略，可以直接按照寬帶噪聲計算，而且超級精密，輸入電流極小，唯一不舒服的就是它們的頻譜在KHZ以上級別會有一個較大的斬波開關噪聲，不過這個可以通過簡單的低通來大大降低，而正好這個放大器是專門10Hz超低頻的，所以完全不用考慮斬波開關噪聲了。 根據(jù)手頭的零件有OPA2188和AD8629，顯然這地方用OPA2188了。 大致的運放通過簡單的估算選擇好了，接下來就是進一步針對OPA2188進行分析了。通常前級采用一個運放單元進行放大，增益是1000倍，仿真可以看出在信號源內阻為0的情況下，10Hz帶寬下輸出噪聲水平是31.4uVrms，大約210uVp-p的樣子。(OPA2188的SPICE仿真宏模型內容還是比較準確的，根據(jù)后面實測，仿真值跟真實測試是非常接近的)這個電路繼續(xù)進行穩(wěn)定性分析，增益很高，相位余量超過70度前級穩(wěn)定性仿真.gif(96.66 KB, 下載次數(shù): 1)下載附件保存到相冊2015-4-25 12:11 上傳 穩(wěn)定，妥妥地沒問題。 不過這個還不夠好，通常低噪聲電流的運放，輸入噪聲電壓都在200nV以上，不過還有個辦法可以降低這個輸入電壓噪音，就是采用運放并聯(lián)大法，呵呵。理論上輸入噪聲電壓可以降低為運放單元個數(shù)的平方根倍，代價是噪聲電流也會相應增大，消耗更多的單元和電力。繼續(xù)進行采用2個運放單元同相放大器并聯(lián)結構輸入級的仿真，電路如下：正好是OPA2188雙運放，兩個并聯(lián)起來充分利用，后面采用OPA2277雙運放多出來的一個單元接成一個反相放大加法器。這樣總體的增益變成了GAIN = 1000 *2 *10 = 20,000倍，輸出噪聲為443uVrms ，折合2.92mVpp再繼續(xù)推算 等效輸入噪聲 2920uVpp / 20,000倍 =146nVpp理論上的東西討論夠多了，接下來通過實戰(zhàn)來驗證上面理論研究的準確性。這里我想對比一下OPA2188零漂移運放和OPA2277經(jīng)典的低噪聲精密運放，所以前級分別用OPA2188和OPA2277替換進行了對比上面的實測截圖都是在運放正相輸入端直接接地的情況，也就是這里僅考慮放大器等效輸入噪聲電壓的情況，噪聲電流完全可以忽略，根據(jù)上圖可以分析得出：1、獨立運放輸入噪聲電壓項目上OPA2277的170nVpp還是要稍稍強于OPA2188的218nVpp。2、采用并聯(lián)結構后相應的輸入噪聲電壓的確相應的下降了，OPA2188從218降到140nVpp，OPA2277從170nVpp降到128nVpp，下降的倍數(shù)是接近0.707的理論倍的，并且OPA2188相應的下降倍數(shù)更多一些，這個我估計跟它斬波穩(wěn)零結構有關，當二個單元是同步斬波開關的時候，通常會有更好的效果。3、對比之前用OPA2188 SPICE宏模型仿真得出的噪聲情況，可見仿真數(shù)據(jù)跟實測是非常接近的。 可見采用雙運放單元并聯(lián)放大結構能夠有效的降低放大器的等效輸入噪聲電壓，接下來繼續(xù)驗證存在輸入噪聲電流及輸入電阻的情況我暫時用的輸入電阻是15.4K歐，電容采用的是220uF的BP電解，同時我也是為了驗證用電解電容的可行性。根據(jù)上面的實測圖可見，開路情況下測試是失敗的，原因就是對于這樣微弱信號放大器，15K的輸入阻抗，外接干擾影響很大，屏蔽工作一定要做好。 制作的放大器實測是基本符合設計仿真模型的。20150424繼續(xù)一、將第二級放大器反饋電阻從15K改成了1.5K，第二級增益也從原先20倍下降到2倍，這樣總體增益=1000*2*10*10=0.2M倍。另一方面為了對運放進行保護，在輸入電阻上并聯(lián)了2個背靠背的1N4148來鉗位，防止運放輸入電壓太高而損害，因為輸入電解電容很大，所以待測裝置通電后會造成沖擊，容易損壞運放?？紤]到這2個1N4148也會有噪聲，也許會對增加放大器的噪聲水平。二、再實驗220uF+15.4k輸入回路，測試9V電池，由于電解電容漏電較大，大約是100nA不到，第一級OPA2188的2個輸出端直流偏移大約是1V不到，這樣經(jīng)過第二級求和后不到2V，仍舊有足夠大的裕量。另外BP電解加電后漏電是逐漸減小直至穩(wěn)定，這段時間比較長要數(shù)分鐘以上，因此測試要全部開啟后等待10分鐘以上再觀察測量。三、實測 下面截圖是20150424降低放大器增益后放大器自身的實測數(shù)據(jù)，下面截圖是實測TL431A的超低頻噪聲，測試結果還是靠得住的四、大家喜聞樂見的犯罪現(xiàn)場照片四、作案總結陳詞1、在制作前做了大量前期的理論準備以及仿真等，因此實作起來比較順利，遇到問題很快就能找到原因。別小看洞洞板，洞洞板發(fā)揮的空間很大，別看布線又亂又丑，但是在理論的指導下嚴格一點接地，實際的電氣性能很不錯，絕對不會比打個雙層板差。尤其這種極低頻放大器，洞洞板分布電容大的問題無需多慮。2、由于手頭元器件及測量條件的局限性，0.1Hz的二階高通和10Hz的四階低通濾波器，并不是很準確，尤其是10Hz低通，-3DB點是偏低的，大致是9.4Hz，導致帶寬內增益稍有降低，因此實測出來的噪聲水平也稍稍偏小的，姑且認為真實值應該是折算后的值再乘以1.1左右吧。3、根據(jù)實測情況，制作的放大器本底噪聲不超過200nVpp，按照3倍原則有望用來大致評估700nVpp以上的低內阻基準等的輸出噪音情況，比如LT6655、LTZ1000等，具體以后再接個LT6655實地測試一下。(因為對于低內阻信號源，放大器本身15K的輸入電阻噪音也會被旁路忽略，一般基準內阻都小于100歐，因此可以不用太在意)4、考慮到價格低廉、容易找到、超高精度、低噪聲等等綜合因素，OPA2188用在第一級并聯(lián)放大電路上還是非常不錯的，首先零漂移運放幾乎無1/F噪聲問題，其次偏置電流小失調更是極小，輸出直流偏移不會導致運放飽和(采用OPA2277算上輸入電容漏電這些就飽和了)，并聯(lián)放大電路取得了理想的效果，當然了手頭沒有OPA4188，否則還可以試試4個并聯(lián)。5、別小看月餅盒，弄好了之后屏蔽效果也不錯，我只是接了放大器信號輸出BNC，由于月餅盒空間夠大，因此可以將待測的基準源也放到月餅盒內。當然了月餅盒必須單點可靠接地，由于是連接到BNC的地的，因此跟示波器的地線也就是市電的地線是相通的，這樣才能最大程度的降低外界的干擾。6、關于放大器的輸入電容，輸入電容當然越大越好，這樣輸入電阻就可以用小阻值的，但是受到漏電等等的局限性影響選擇不多，本來我還準備了6顆22uF/63的大體積薄膜電容準備并聯(lián)的，所幸的是看起來我手頭這顆MUSE BP 220uF/50V的無極性電解漏電情況也不錯，輸入直流2.49V的