開關電源變換器畢業(yè)設計.doc

畢業(yè)設計（論文）說明書開關電源變換器畢業(yè)設計摘要本論文設計部分分為四部分：首先對開關變換器進行了概述，敘述了電力電子技術領域中功率變換器的發(fā)展，對開關電源和直流變換器進行了分類，概述了功率變換器的基本知識。其次論述了單端反激變換器的工作原理，分析了其三種工作狀態(tài)最后總結了單端反激變換器的優(yōu)缺點。接下來介紹了按照一定要求設計制作一臺200、有三路不同電壓及功率輸出的開關電源的設計過程，以及如何具體計算各個元計得參數。 最后簡述了所設計電源的一些技術性能指標。關鍵詞: 開關變換器, 開關電源, 輸出性能,脈寬調制器,UC3842,反激式AbstractThis paper is divided into four parts of the design First of a switching converter overview describes the power of electronic power converter technology development, and direct current power converter to switch the classification of power converter outlined the basic knowledge.Then ends with a single anti-violent converter work theory, the analysis of its three working condition Finally summed up the advantages and disadvantages of single-anti-violent converter.Next introduced in the production of a certain design requirements Taiwan 200W, three different routes Voltage and power output switching power supply design process, and how a specific calculation of the various parameters of dollars.Best designed power outlined some of the technical performance indicators.KEY WORDS:Switching Power Supply,Pulse，Width Modulation,Flyback,Switching converter,Export performance,UC384238目 錄1 概述11.1 開關電源的分類21.2直流變換器的分類21.3基本功率變換器31.4對直流開關電源的要求61.5直流開關電源的發(fā)展72 單端反激式開關電源原理82.1 磁化電流臨界狀態(tài)92.2 磁化電流不連續(xù)狀態(tài)102.3 磁化電流連續(xù)狀態(tài)113 開關電源的設計143.1 設計要求143.2 電路設計163.2.1 脈寬調制器的選擇163.2.2 AC220V-DC28.5V主電路的設計194電路輸出性能測試284.1 AC220V-DC28.5一路輸出性能284.2 8V 2.5A一路輸出性能294.3 24V/2A一路輸出性能304.4 5V/5A一路輸出性能315 總結33致謝34參考文獻351 概述近年來，電力電子技術在應用領域迅速發(fā)展，作為電力電子技術的一個重要分支，開關電源也不斷向著高效率、高可靠性、低成本、小型化方向發(fā)展。開關電源領域的發(fā)展主要依賴于兩個方面：一個是功率器件的發(fā)展，高耐壓、大電流的高速功率器件不斷在市場上推出，給設計者在器件的選擇上提供了很大方便；另一個是開關變換器拓撲結構的發(fā)展完善，控制方法的改進，以及新型控制芯片的出現。隨著電子技術的不斷發(fā)展，集成化的開關電源已廣泛地應用于電子計算機、彩色電視機、衛(wèi)星通信設備、程控交換機、精密儀表等電子設備。電源有如人體的心臟，是所有電設備的動力。標志電源特性的參數有功率、電壓、頻率、噪聲、及帶載時參數的變化等，在同一參數要求下，又有體積、重量、形態(tài)、效率、可靠性等指標。眾所周知，要使電能的產生、輸送和利用達到最佳狀態(tài)，必須對電能的各項參數進行調節(jié)和控制，而電力電子技術 （功率變換技術）正是把電能的各項參數 （電壓，電流，頻率，相數和相位）進行變換的技術。它分為四大類：（1）AC/DC變換器 （整流器），是將交流電轉換為直流電的電能變換器；（2）DC/AC變換器 （逆變器），是將直流電轉換為交流電的電能變換器，是交流開關電源和不間斷電源UPS的主要部件；（3）DC/DC變換器 （斬波器），它是將一種直流電能轉換成另一種或多種直流電能的變換器，是直流開關電源的主要部件：（4）AC/AC變換器 （若頻率相同稱為交流控制器，若頻率不同稱為變頻器），是將一種頻率的交流電直接轉換為另一種恒定頻率或可變頻率的交流電，或是將變頻交流電直接轉換為恒頻交流電的電能變換器。這四種變換器可以是單向變換的，也可以是雙向變換的。單向電能變換器只能將電能從一個方向輸入，經變換后從另一個方向輸出，而雙向電能變換器可實現電能的雙向流動。1.1 開關電源的分類廣義地說，凡用功率半導體器件作為開關，將一種電源形態(tài)轉變成為另一種形態(tài)的主電路都叫做開關變換器電路：轉變時用自動控制閉環(huán)穩(wěn)定輸出并有保護環(huán)節(jié)的則稱為開關電源 （Switching Power Supply）。開關電源分交流和直流兩類：輸出交流的開關電源一般來說大多數作USP使用；直流開關電源包括DC/DC和AC/DC兩種，是利用功率半導體器件的開關特性進行功率的變換和調節(jié)。開關電源的調整管工作在開關狀態(tài)，功率損耗小，效率可高達7095 ，穩(wěn)壓器體積小、重量輕，調整管功率損耗較小，散熱器也隨之減小。此外，開關頻率工作在幾十kHz或更高，濾波電感、電容可用較小數值的元件，允許的環(huán)境溫度也可以大大提高。但是，由于調整元件的控制電路比較復雜，輸出的紋波電壓較高，瞬態(tài)響應較差，所以開關電源的應用也受到一定限制。開關電源主要組成部分是DC/DC變換器，它類似于 “斬波”（chop）作用，用一個半導體功率器件作為開關，使帶有濾波器 （L或和C）的負載線路與直流電壓一會相接，一會斷開，則負載上也得到另一個直流電壓。開關變換器可分為脈寬調制式 （Pulse Width Modulation ）頻率調制式（Frequency Modulation）和調頻、調寬相結合的混合調制式，其中脈寬調制PWM變換器因工作原理簡單、易于控制、穩(wěn)定性高而一直處于主導地位。1.2 直流變換器的分類直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離可分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離的直流變換器，有電氣隔離的稱為有隔離的直流變換器。不隔離的直流變換器按所用有源功率器件的個數，可分為單管、雙管和四管三類。單管直流變換器有八種，即降壓式 （Buck）變換器、升壓式（Boost）變換器、升降壓式 （Buck-Boost）變換器、Cuk變換器、Zeta變換器、Sepic變換器、正激式 （Forward）和反激式（Flyback）等，其中降壓式和升壓式變換器是最基本的，另外幾種是從中派生的。雙管直流變換器有推挽式 （Push-pull converter）和半橋式（Half-bridge converter），四管直流變換器就是全橋直流變換器 （Full-bridge converter）有隔離的直流變換器可以實現輸入與輸出間的電氣隔離，通常采用變壓器實現隔離，變壓器本身具有變壓的功能，有利于擴大變換器的應用范圍。變壓器的應用還便于實現多路不同電壓或多路相同電壓的輸出。直流變換器也可分為自激式和他激式，借助于變換器本身的正反饋信號實現開關管自持周期性開關的變換器叫做自激式變換器，他激式直流變換器中開關器件控制信號由專門的控制電路產生。按開關管的開關條件，直流變換器可分為硬開關（Hard switching）和軟開關 （Soft swltching）兩種。硬開關直流變換器的開關器件是在承受電壓或流過電流的情況下接通或斷開電路的，因此在開通或關斷過程中伴隨著較大的損耗，即所謂的開關損耗 （Swltching lose）。變換器工作狀態(tài)一定時，開關管開通或關斷一次的損耗也是一定的，因此開關頻率越高，開關損耗越大。同時，開關過程中還會激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因而硬開關直流變換器的開關頻率不能太高。軟開關直流變換器的開關管在開通或關斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關 （ZVS），或是通過器件的電流為零，即零電流開關 （ZCS）。這種開關方式顯著的減少了開關損耗和開關過程中激起的振蕩，可以大幅度地提高開關頻率，為變換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。1.3 基本功率變換器DC/DC變換器廣泛應用于開關穩(wěn)壓電源以及直流電動機的控制。圖1.1是DC/DC變換器系統(tǒng)框圖。這類變換器的輸入常是不穩(wěn)定的直流電壓，通常是由工頻電源經整流而獲得的，因此，它隨著工頻交流電源幅值變化而波動。采用開關 DC/DC變換器把不穩(wěn)定的直流輸入電壓變?yōu)樗蠓€(wěn)定的直流輸出電壓。整理期AC電源單項或三相DC不穩(wěn)壓電容濾波器DC不穩(wěn)壓DC/DC變換器DC穩(wěn)壓負載電池圖1.1 DC/DC變換器系統(tǒng)框圖基本 DC/DC變換器有以下兩種類型：降壓型 buck）變換器；升壓型 （boost）變換器：見圖1.2圖1.2 （a）buck變換器； （）boost變換器；在DC/DC變換器中，P即使輸入電壓寫負載看瑟家雁菠藺蔽雁麗輸出電壓可控制為所期望的電壓。開關型 DC/DC變換器是采用一個或多個開關把一種直流電壓變換為另一種直流電壓。如果變換器的輸入直流電壓給定，則可以控制開關的通斷時間來控制這個直流電壓流入負載的能量。開關型 DC/DC變換器的基本電路及波形如圖 1.3所示。如果開關導通時間設為ton，關斷時間設為tore，從波形圖中可看出，輸出的平均電壓Vo大小取決于開關的通斷時間（ton和toff）。（）基本電路 （）工作波形。圖1.3開關型DC/DC變換器基本電路及工作波形控制輸出電壓基本有三種方法：（1）保持開關工作頻率不變，即Ts=ton+toff，保持恒定，控制開關導通時間ton，稱為脈沖寬度調制型，即PWM 型。（2）保持開關導通時間不變，改變工作頻率，稱為脈沖頻率調制型。（3）開關頻率與導通時間均改變的控制方式最常用的是 PWM調制型。因為采用頻率調制工作方式容易產生諧波干擾，而且濾波器設計比較困難。在PWM方式中，保持開關頻率恒定，常采用控制電壓信號Vo。與重復波形比較來控制開關通斷狀態(tài)，如圖1.4所示?？刂齐妷盒盘朧通常是實際輸出電壓與所期望的輸出電壓之差經誤差放大器放大的信號，重復波形通常是峰值恒定且為設定的開關工作頻率的鋸齒波，頻率范圍為幾kHZ到幾百kHZ。由圖1.4（b）可知，當控制電壓信號Vc變大，則導通時間變寬，而Vc變小，則導通時間變窄。這樣，即可改變開關時間占空比可以控制輸出電壓大小。(a)tVsVcvs導通導通關斷關斷ton toH(b)圖1.4脈寬調制方式 （PWM）(a)方框圖；（b）控制波形。1.4 對直流開關電源的要求電源是電子設備正常工作的基本部件，有很高的要求，包括使用要求和電氣性能要求。使用要求是：高的可靠性、好的可維修性、小的體積重量、低的價格及使用費用和好的電器性能。減小損耗、提高效率和改善散熱條件，從而減小電源的溫度升高，是提高可靠性的基本方法提高開關頻率是減小開關電源體積和重量的基本措施，因為變壓器和電感電容等儲能濾波元件的體積和重量隨頻率的提高而減小。直流開關電源的電氣性能包括輸入特性、輸出特性、附加功能、電磁兼容性和噪聲容限。直流開關電源的輸入電源有兩種：直流輸入和交流輸入。交流輸入時，交流電壓往往要先經過整流濾波變換成直流電壓后，再通過直流變換器轉變?yōu)樗摰闹绷麟妷骸Ｖ绷鬏斎霑r，必須考慮電源電壓額定值及其變化范圍，輸入電流額定值及其變化范圍。輸出參數有額定輸出電壓、電流、輸出電壓可變范圍，輸出電流變化范圍和輸出電壓的紋波。輸出電壓穩(wěn)壓精度是直流開關電源的重要技術指標，輸入電壓的變化、負載電流的變化、工作環(huán)境溫度的變化和工作時間的增長都會使輸出電壓變化。穩(wěn)壓精度包括電壓調整率和負載調整率，電壓調整率是指當輸出電流為整定值、電網電壓在規(guī)定的范圍內變化時，輸出電壓的變化量與輸出電壓整定值的比值；負載調整率是指當輸入電壓為整定值、負載在0-100額定電流范圍內變化時，輸出電壓的變化量與輸出電壓整定值的比值。附加功能應有輸出過壓、欠壓、過流、開路、短路等保護功能，以免損壞電源本身及用電設備。1.5 直流開關電源的發(fā)展高頻化、小型化、模塊化和智能化是直流開關電源的發(fā)展方向。高頻化是小型化和模塊化的基礎，目前開關頻率為數百kHZ至數MHz的開關電源己有使用。功率重量比或功率體積比是表征電源小型化的重要指標，50的開關電源早己上市，目前已向 120W發(fā)展。模塊化與小型化分不開，同時模塊化可顯著提高電源的可靠性和使用靈活性，簡化生產和使用。模塊電源的并聯、串聯和級聯既便于用戶使用，也便于生產。智能化是便于使用和維修的基礎，無人值守的電源機房、航空和航天器電源系統(tǒng)等都要求智能化，以實現正常、故障應急和危急情況下對電源的自動管理 。2 單端反激式開關電源原理直流開關電源是具有直流變換器且輸出電壓恒定或按要求變化的直流電源，其輸入為直流電，也可以是交流電。直流開關電源部分或全部具有以下特征：電源電壓和負載在規(guī)定的范圍內變化時，輸出電壓應保持在允許的范圍內或按要求變化；輸出與輸入間有好的電氣隔離；可以輸出單路或多路電壓，各路之間有電氣隔離。單端反激式 （Flyback）變換器的原理如圖2.1所示。單端是指高頻變壓器的鐵心工作在B-H曲線的一側。反激是指當開關管BG被PWM脈沖激勵而導通時，輸入電壓U1加在高頻變壓器的原邊上，由于變壓器副邊整流二極管D2反偏，副邊上沒有電流流過，所以能量儲存在變壓器原邊的電感L1上，而輸出電壓靠電容Co的放電維持。當BG關斷時，T副邊上的電壓極性顛倒，使BG導通期間儲存在T中的能量通過D2向負載和輸出電容Co釋放。圖2.1 單端反激式開關電源的原理電路在BG導通期間儲存的磁能究竟在截止期間釋放多少？是tu正好釋放完，還是早已釋放完，還是沒有釋放完，這取決于BG截止時間toff，的大小，由此可導出單端反激式變換器的三種工作狀態(tài)：2.1 磁化電流臨界狀態(tài)圖2.2 toff=時的電壓，電流。磁通波形當BG 的截止時間t0和繞組N2中電流i2衰減到零所需的時間相等時，即，。為BG截止開始時副邊流過的電流值。這樣，在BG截止時間終了時，繞組N2中的電流i2正好下降到零。在下一個周期BG重新導通時，N1中的電流i1也從零開始，按（Vi/L1）t的規(guī)律線性上升這時磁化電流處于臨界狀態(tài)。2.2 磁化電流不連續(xù)狀態(tài)圖2.3 toff時的電壓，電流。磁通波形Flyback變換器中間采用的是偶合電感，對原邊繞組N1的自感L1來講，它的電流不可能連續(xù)，因為BG斷開后其電流必然為零，但這時必在副邊繞組N2的自感L2中引起電流，故對反激變換器來說，電流連續(xù)是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關周期中不為零，而電流不連續(xù)是指合成安匝在BG截止期間有一段時間為零。當BG截止時間to。比繞組N2中電流I2衰減到零所需的時間更長時，即toff(L2/Vo)I2P時，次極電流I2及變壓器磁通中在BG截止時間toff 以前便以衰減到零 （忽略剩磁）。在下一個周期BG重新導通時，電流I1及磁通中都從零開始按（Vi/L）t的規(guī)律線性上升。輸出電壓為：Vo=Vi由此可見，輸出電壓Vo與負載電阻RL有關，RL愈大則輸出電壓愈高，反之負載電阻愈小，則輸出電壓愈低，這是反激變換器的一個特點輸出電壓隨著輸入電壓的增大而增大，也隨著導通時間的增大而增天，還隨N1繞組電感量L1的減小而增大。在BG截止期間，其集一射極 （或漏一源）間承受的電壓為：由于集一射極 （或漏一源）間承受的電壓與輸出電壓Vo有關，而 Vo還隨負載電阻的增大而增大，因此，負載開路時，容易造成管子損壞。所以在進行開環(huán)實驗時，不應讓負載開路，必須接入一定的負載，或者在電路中接入一個所謂的 “死負載”。2.3 磁化電流連續(xù)狀態(tài)當BG截止時間()時，在截止時間結束時電流i2將大于零。在這種狀態(tài)下，下一個周期開始BG重新導通時，初級繞組的電流i1 也不會從零開始，而是從，。起按的斜率線性上升。由磁通復位原則可導出：其中D=為占空比。由上式可見，工作在磁化電流連續(xù)的狀態(tài)下，單端反激式變換器的輸圖2.4 ()時的電壓，電流，磁通波形出電壓Vo只決定于初極與次極繞組的匝比、脈沖導通時間與截止時間之比以及輸入電壓V1，而和負載電阻RL無關。如果輸入電壓變化或者負載變化，只要控制導通比變化就可以保持輸出電壓的穩(wěn)定。單端反激式變換器是由 Buck和 Boost兩基本變換器拓撲組合演變成的，具體的說，是由在BuckBoost直流變換器中間插入隔離變壓器而得來的。它具有電路簡單，所用元件少，輸出與輸入間有電氣隔離，能方便地實現多路輸出，開關管驅動簡單，可通過改變高頻變壓器的原、副邊繞組的匝比使占空比D保持在最佳范圍內從而使電源滿足穩(wěn)壓范圍的要求等優(yōu)點。當然，它也有其一定的缺點，比如開關管截止期間所受反向電壓比較高 （至少兩倍的輸入電壓），導通期間流過開關管的峰值電流有可能超過其平均電流的兩倍以上，輸入、輸出電流皆有脈動，紋波較大等。這些缺點可通過選用具有高耐壓、大電流的高速功率器件，在輸入和輸出端加濾波電路等措施加以解決。3 開關電源的設計在對單端反激變換器研究的基礎上，設計并了一臺單端反激式開關電源。進行設計的基本思路和部分分析計算如下：3.1 設計要求（1）輸入條件1） 主要輸入供電電源：市電額定電壓：AC220V50Hz波動范圍：DC187V-242V 2） 備用輸入供電電源：蓄電池額定電壓：DC28.5V波動范圍：DC21V-31V （2）輸出特性1）285V/6.5A直流輸出，此輸出一方面作為下面三路輸出的輸入電源，另一方面作為給備用蓄電池浮充電的電源 （充電電流小于1A）2）三路直流輸出：5V/5A；24V/2A；28V/2.5A共三組輸出。注：要求既可以在主要供電電源狀態(tài)下工作，也可在備用供電電源狀態(tài)下工作。當交流輸入時，系統(tǒng)中三組直流輸出應與交流220V隔離。（3） 電壓穩(wěn)定度 Sv）在輸入電壓波動范圍內（在輸入20-29范圍內）Sv2（每一路）（4）負載穩(wěn)定度 （Si）在輸入為額定電壓 （Vin28.5），輸出電流在 10-100變化時，Si2（5）輸出紋波峰-峰值100mV（5V一路）有效值5mV（6）工作方式 ：連續(xù)（7）功能要求1） 輸出過流保護：各路輸出均應設置輸出過流保護，當某路輸出電流大于保護電流設定值時，相應的保護電路動作，保護電路動作時不影響其它路正常工作。當輸出電流小于保護電流設定值后，電路自動恢復正常供電，輸出短路為過流保護的極限狀態(tài)各路輸出過流保護電流設定值 Igmi要求如下：5V檔,Igmi5.5A24V檔,Igmi2.5A28V檔,Igmi3A.2） 輸出短路保護：各路輸出均應設置輸出短路保護，當某路輸出處于短路時，相應的保護電路動作，保護電路動作時不影響其它電路正常工作，當輸出電流小于保護電流設定值時，電流自動恢復正常供電。3） 輸出過壓保護：5V輸出應設置截止式過壓保護，當5V輸出電壓達到過壓保護設定值時，5V輸出應立即截止，5V過壓保護設定值5.8士0.2V （可恢復或不可恢復都可，只5V一路設置）。3.2 電路設計3.2.1 脈寬調制器的選擇電流型脈沖寬度調制集成電路UC2842是一種高性能的、單端輸出的、固定頻率的電流型PWM 控制器，能很好地應用在隔離式單端反激開關電源的設計以及直流一直流變換器設計之中，它最大的優(yōu)點是外接元件少，外電路裝配簡單，成本低廉。它的內部電路包括如下主要功能：可調整的充放電振蕩電路，可精確地控制占空比；采用電流型操作，并可在500kHz高頻下工作；具有自動補償功能；帶鎖定的PWM，可以進行逐個脈沖的電流限制；具有內部可調整的參考電源，可以進行欠壓鎖定；采用圖騰柱輸出電路，提供大電流輸出，輸出電流可達1A；工作電流低，且能進行低電流啟動；可直接對雙極晶體管和MOSFETS管進行驅動。圖3.1 UC3842PWM控制器的工作原理圖由圖3.1所示的UC3842PWM控制器的工作原理圖可知，它有兩個控制閉環(huán)回路，一個是輸出電壓Vo反饋回誤差放大器，用于同基準電壓Vref比較之后產生誤差電壓信號：另一個是變壓器初級電感中的電流在電阻 Rs產生的電壓，與誤差放大器的輸出電壓信號進行比較后產生調制脈沖寬度的脈沖信號。由于誤差信號實際控制著電感峰值電流的大小，故稱之為電流型脈沖寬度調制器，這種控制芯片有如下特點：（1）具有良好的電壓調整率。這是因為輸入電壓Vi的變化立即反映為電感電流的變化，它不經過任何誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度，在實際應用中，再增加一級輸出電壓Vo至誤差放大器的控制，能使電壓調整率更好。（2）可明顯地改善負載調整率。因為誤差放大器可專門用于控制由于負載變化造成的輸出電壓變化，特別是當輕負載時，負載調整率降至8，2/3負載至滿載，負載調整率降至3以下。（3）誤差放大器的外電路補償網絡得到簡化，穩(wěn)定度提高并改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。（4）電流限制電路得到簡化。由于電阻Rs上感應出電感尖峰電流，故能自然形成逐個脈沖限制電路，只要Rs上電平達到，就立刻關閉，而且這種峰值電感電流感應檢測技術可以靈敏地限制輸出的最大電流。（5）UC3842PWM控制器設有欠壓鎖定電路，其開啟閥值設在16V，關閉閥值設在10V。在輸入電壓Vi小于16V時，整個電路的電流消耗僅1mA，這樣，高壓可直接由輸入電阻Rin降壓后為芯片供電，而由輸入電容Cin儲能推動輸出建立電壓。自饋電后整個電路的電流消耗達15mA。由于啟動閥值電壓和關閉閥值電壓的差值僅為6V，故可以有效地防止電路在閥值電壓附近工作時的振蕩。由于啟動電流小于1mA，所以Rin上的功耗很小。（6）UC3842的振蕩器工作頻率f由下式進行設定： F=1.8/(RtCt)。（7）UC3842的輸出級為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為土200mA，最大峰值電流可達1A，由于電路有峰值電流自我限制的功能，所以不必串入電流限制電阻（8）UC3842內部設置有PWM鎖存器，加入鎖存器可以保證每個振蕩周期內僅輸出一個控制脈沖，防止了噪聲干擾和功率管的超功耗。（9）UC3842的關閉技術：UC3842提供了兩種關閉技術，第一種是將腳電壓升高超過1V，引起過流保護開關關閉電路輸出；第二種是將腳電壓降到1V以下，使PWM 比較器輸出高電平，PWM鎖存器復位，關閉輸出，直到下一個時鐘脈沖到來，將PWM鎖存器置位，電路才能從新啟動。(10）UC3842的輸出能給出足夠的漏電流和灌電流，所以非常適合驅動N溝道MOS功率晶體管。UC3842使用注意事項：圖3.2 UC3842的腳外接的濾波網絡i當從開關管與地之間所接采樣電阻Rs取樣給UC3842的腳電感電流取樣檢測信號輸入端時，在開關管接通時所產生的電流尖峰會使UC3842內部的電流檢測比較器在開關管剛一接通時就輸出高電平使觸發(fā)器復位，從而造成無占空比輸出，開關管馬上關斷，造成誤動作，以至形成不穩(wěn)定現象，所以有必要在取樣電阻到UC3842腳之間加一濾波網絡，濾除電流尖峰。常用值為R=1K，C=0.001f。ii要保證電流采樣放大器的輸入信號幅度不大于Liviii振蕩頻率：R取值1k-100k,C取值大于100pfiv占空比最好控制在0.5以下，否則容易使系統(tǒng)不穩(wěn)定，也可通過增加斜波補償網絡的方法使系統(tǒng)穩(wěn)定。v在芯片供電端Vcc和參考電源Vref端分別對地接一瓷介電容，并注意布線，可免除噪聲干擾。3.2.2 AC220V-DC28.5V主電路的設計（1）原理框圖，見圖3.3浪涌電流限制及輸入濾波電路橋式整流誤差放大器電流取樣電流檢測比較器PWM調節(jié)器高頻整流及濾波器變壓器主變開關驅動光耦合平滑濾波檢測圖3.3 AC220V-DC28.5V主電路原理框圖（2）輸入部分電路的設計輸入部分是由整流橋和輸入濾波電容構成的。當輸入220V，50Hz的交流電時，整流濾波后大約得到300高壓供給后面的電路作為直流輸入Vin。整流橋的選擇：考慮到濾波電容C中產生的沖擊電流，整流橋的電流耐量應大于額定整流電流的7-10倍，故選擇7A的整流橋。如KBL07。整流后濾波電容的選擇：輸入電壓為 AC187-242V，整流濾波后的空載電壓為DC250-342V，設該電源效率為80%，交流電流頻率為50Hz，則交流電源每個周期供出的能量Ein為；Ein=5（焦耳）式中Pout為輸出功率，為效率，f為交流頻率其中Pout為整流濾波電路需要提供的功率?？紤]當主電路輸出28.5V/5A 時，因為輸出電壓為28.5V考慮輸出整流二極管及線路壓降，設變壓器副邊繞組輸出電壓為30V，則變壓器輸出功率Pout30V6.5A195W，取Pout為200W。若考慮紋波電壓限制，應使最小輸入交流電壓Vinmin保持200V以上。公式中，Ein為半個周期中電源供給負載的能量，即Ein=2Ein;Vpk為輸入最低交流電壓經整流后的直流峰值電壓，Vinmin。為最低工作直流電壓值。則（uf）取Cin的標稱值為220uf，耐壓為400v以上。（3）啟動電阻和電容的確定在圖3.4電路中，R1為啟動電阻，C2為啟動電容。當直流輸入電壓達到 250V以上時，UC3842應啟動開始工作，啟動電阻應由線路直流電壓和啟動所需電流來確定。當Vcc小于16V時，UC3842的整個電路僅消耗1mA電流，考慮到外圍電路消耗約為0.8mA電流， 即整個電路啟動電流總和為1.8mA。R1的取值應為：功耗： (取為1W）啟動完成后，UC3842的消耗電流增至100mA左右，該電流由電容C2在啟動時儲存的電荷量來提供。這時C2上的電壓會發(fā)生跌落，當電容上的電壓跌落到10V以上時，UC3842仍能保持工作。L3繞組實現自饋電的時間Ton根據開關周期決定，一般20kHz以上都在5ms以內，于是電容C2的容量可由下式確定。取標稱值電容C2=100uf/25V（4）UC3842振蕩部分Rt和Ct的確定UC3842的振蕩器工作頻率f由下式進行設定：其中Rt的取值范圍為1k-100k；Ct的取值范圍為300pf-0.1uf。本設計取Rt=56K，Ct=0.001uf則振蕩周期 T34us，振蕩頻率f=33kHz（5）高頻變壓器的設計在單端反激式開關電源中，高頻變壓器的設計計算是核心工作，設計時，要保證電源的調整率和對線圈的漏感要求，還要對高頻變壓器的外形尺寸及系統(tǒng)成本進行整體考慮?？梢栽谳斎腚妷簽?AC220V的情況下進行設計和計算，得出數據后再進行相應的調整，主要方法是通過調整氣隙和變壓器的初級匝數，使工作在交流220V電壓下的電感初級線圈數較原來計算值增加1.5-1.7倍，總電感量較原計算值增加1.5-1.8倍。1） 計算初級電感峰值電流因為輸出電壓為28.5V，考慮輸出整流二極管及線路壓降，設變壓器副邊繞組輸出電壓為30V，則變壓器輸出功率 Pout=30V6.5A=195W，設此變換器的效率為80，則由Pout=Pin=IinVin輸入平均電流 IinPout/( Vin)=195/(2550.8)=0.956A取為 1A。設正常工作時占空比為0.4，在功率開關管導通期間的平均電流1av(on)=Iin/=1/0.4=2.5A。在連續(xù)電流工作方式時 （不完全能量傳遞方式），較好的輸入電流波形為其紋波峰峰值為其最大峰值的一半，即2)計算變壓器初級電感量在功率開關管導通期間，變壓器初級電感上電流紋波的峰峰值 mh其總電感量取此值的1.8倍，則L1取值為4.08mh。3） 選擇變壓器磁芯及確定骨架尺寸用幾何尺寸參數Kg來設計，設定變壓器銅損Pcu4W。根據給定參數L=4.08mh,I=2.5A,B=0.4T,Pcu=4W, =1.724m,k=0.3可得其中Ac為磁芯截面積，W為窗口截面積，t為每匝平均長度，k為窗口利用系數。選擇PQ35/35型磁芯，其，,t=7.52cm4） 確定變壓器各組線圈匝數及線徑初級線圈匝數N1，次級線圈匝數N2，輔助線圈匝數N3取整數N1=137匝初級線圈導線截面積初級線圈導線直徑d由公式可得 取整數N220匝。次級線圈導線截面積次級線圈導線直徑d2=，取d2=為1.24mm設定UC3842穩(wěn)定工作時的電源電壓火為13V，則取整數N39匝。取輔助線圈導線直徑d3=0.4mm（6）功率開關管的選擇由變壓器初級電感電流紋波峰峰值=3.3A，峰值漏極電感電壓Vdss，最大值=在單端反激式開關電源中，由于鐵芯帶有氣隙，因此存在較大的漏感Le，在開關管關斷瞬間，漏感會產生較大的尖峰電壓。一般取保險系數為0.7，即取其Vdss548/0.7=783V。另外，開關管的開啟時間和關斷時間要盡量小，飽和壓降要小，以降低漏源極間的功耗。本設計中選用VDMOS管的型號為MTP4N90，即其Id=4A，Vdss=900V，可以滿足要求。（7）緩沖保護電路的選擇本電路中，由R，C，D組成一個緩沖網絡，該網絡主要用于限制高頻變壓器漏感引起的尖峰電壓，它產生在開關管VT1由飽和轉向截止的過程中，漏感中的能量通過D向D充電，充電電流為凡，。電容上的電壓通過二極管D被充電到（），這樣功率開關管漏極電流有了分路，漏極電流能較快地減小。當開關管VT1導通時，C通過電阻R和VT1放電。圖3.4 緩沖保護網絡對于參數的選擇，可按經驗公式求得。在關斷時，能量可寫成：式中 Id- 最大的漏極電流（A）；Vds-最大的漏極一源極電壓（v）；-最大的漏極電壓上升時間（us）tf-最大的漏極電壓下降時間（us）解得電容C的表示式為：由Id=3.3A，Vdss=548V，=0.2us，tf=0.05us，可得C=1.5n在開關管導通的瞬間，電容通過電阻和開關管的漏源極放電，放電的時間常數：RC。為了減輕開關管在完全導通時所承受的電流，應在開關管開啟時間內放掉電容C上的大部分能量，一般?。?0.5,是開關管的開啟時間，則算得的電阻值，必須限制放電電流Idis，只是漏極電流Id的1/4，則0.25Id如果Idis0.251，則必須按R=重選電阻R的值。驗證放電電流I=,大于Ic/4=3.3/4=0.825A。需重選R值，R=，取 值為670。電阻的功率為取值為7W式中f-變換器的工作頻率。（8）低壓輸出電路的設計1） 整流二極管的選擇因為整流二極管D存在著反向恢復時間，在開關管導通瞬間會引起較大的尖峰電流，它不僅增加了整流二極管本身的損耗，而且使開關管流過過大的電流，增加了開通瞬間的損耗。一般采用快恢復二極管或肖特基二極管作為整流二極管，D的電流平均值1，（3V）應大于等于輸出電流值。在高頻變壓器次級的整流濾波電路中，選擇整流二極管時，如果此二極管的工作屬于低反向電壓、大導通電流，應選擇肖特基整流二極管：如果屬于較高的反向電壓、較小的導通電流，可以選用快恢復二極管。本例屬于前例。在低電壓、大電流輸出的開關電源中，整流二極管的功耗是其主要損耗之一 而肖特基二極管的優(yōu)點是其導通管壓降Von為0.4-0.6，為一般PN結的一半，反向恢復快而且有足夠的反向電壓。故本例選用肖特基管16TCQ100，其由二個陰極相連的二極管組成，每管允許通過的最大電流為8A，兩管并用可允許通過16A電流；其允許的最大截止電壓為100V。在輸入電壓為最高值342V時，整流二極管所承受的最大反向截止電壓為：其值小于100V，所以可以選用型號為16TCQ100的肖特基管。2） 濾波電容的選擇濾波電容可視輸出對紋波電壓的要求來確定，并盡可能選擇無感電容，也可用多個容量小的電容并聯達到較高的容量。輸出濾波電容的選擇與電源變換器的類型、最大輸出工作電流和開關頻率等因素有關，大多使用低ESP的電解電容。濾波電解電容的值對電源輸出電壓紋波有直接影響，而且它還影響電容器本身的壽命。最小的輸出電容可用下式計算公式中，Io-設計的輸出電流；-允許的輸出電壓紋波的峰一峰值；f- 工作頻率。為了確保輸出電壓符合最小的電壓紋波的要求，濾波電容器的值可由下列公式確定：由Io6.5A，f33kHz，可得(F)實際應用中應該取大一些的電容，才能完成設計指標。一般按每安培電流10000uf電解電容的容量來進行選擇,在此采用6個10000uf電解電容。4 電路輸出性能測試4.1 AC220V-DC28.5一路輸出性能（1） 電壓調整率負載電流為6.5A時：Vin(V)25260270280290300310320Vo(V)28.628.628.628.628.628.6310320電壓調整率=02%（2） 負載調整率輸入電壓為Vin=280V (AC220V,50Hz）時：Io(A)6.55.54.53.52.51.50.50Vo(V)28.628.628.628.628.628.628.628.9負載調整率=1.05%2%（3）效率當Io6.5A,Vo28.6V時，Iin0.9A，Vin=280V。此時的效率為：= （4）空載開機、短路開機、短路保護空載開機時，輸出電壓仍保持在額定輸出28.9V。短路開機時，電路能實現短路保護。（5）過流保護取樣電阻Rs為0.30時，在6.8A處保護。（6）紋波紋波Vpp為60mV，小于所要求的100mV值。4.2 8V 2.5A一路輸出性能1）電壓調整率負載電流為2.5A時：Vin(V)28.32726252423222120Vo(V)28.028.028.028.028.028.027.927.927.8電壓調整率（28.0-27.8）/28.0=0.7%2%2）負載調整率輸入電壓為28.2V時：Io（A）0.250.40.60.81.01.21.41.61.82.02.32.5Vo（V）28.428.428.328.328.328.328.228.128.128.128.028.0負載調整率2%3）效率當Io2.5A， Vo28.0v時，Iin3.05A，Vin28.2V。此時的效率為：=4）空載開機、短路開機、短路保護空載開機時，輸出電壓仍保持在額定輸出28V短路開機時，電路能實現短路保護。5）過流保護取樣電阻Rs為0.05時，在3A處保護。6）紋波紋波Vpp為50mV，小于所要求的100mV值。4.3 24V/2A一路輸出性能（1）電壓調整率負載電流為額定值2A時：Vin(V)20212223242526272829Vo(V)24.024.024.024.024.024.024.024.024.024.0電壓調整率2%（2）負載調整率在輸入電壓為28.2V時：Io(A)0.20.40.60.81.01.21.41.64.82.0Vo（A）24.324.324.324.224.224.124.124.124.124.1負載調整率=0.83%2%在輸入電壓為24V時：Io(A)0.20.40.60.81.01.21.41.64.82.0Vo（A）24.324.324.324.224.224.124.124.124.024.0負載調整率=2%（3）效率當Io2A，Vo=24V時，Iin1.9A，Vin=28.2V此時的效率為：=（4）空載開機、短路開機、短路保護空載開機時，輸出電壓仍保持在額定輸出24.4V短路開機時，電路能實現短路保護。（5）過流保護取樣電阻Rs為0.