無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法.doc

無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法 第21卷第5期xx年5月電機與控制學(xué)報Electri CMachines and ControlVoL21No5Mavxx無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法胡立坤12，黃太昱12，盧泉1，曹俊12(1廣西電力系統(tǒng)最優(yōu)化與節(jié)能技術(shù)重點實驗室，廣西南寧530004；2廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西南寧530004)摘要針對傳統(tǒng)基于虛擬電機磁鏈的無電壓傳感器方法電壓波動較大問題，結(jié)合二階廣義積分原理與占空比信號提出一種電壓觀測器以代替電壓傳感器獲取更加精準(zhǔn)的網(wǎng)側(cè)電壓信息。 依據(jù)瞬時功率理論，在兩相靜止坐標(biāo)系下，采用基于開環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向控制策略，實現(xiàn)了并網(wǎng)變流器的四象限工作狀態(tài)運行，電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振控制器保證指令電流快速無差跟蹤。 對比分析網(wǎng)側(cè)電壓信號諧波畸變率，實驗波形表明所提方法不需要電壓傳感器與電流解耦控制環(huán)節(jié)，且諧波含量低，可獲得較傳統(tǒng)方法更準(zhǔn)確的網(wǎng)側(cè)電壓信號，提高了系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性與可靠性。 關(guān)鍵詞無電壓傳感器；兩相靜止坐標(biāo)系；準(zhǔn)直接功率控制；二階廣義積分器；占空比；比例諧振DOI1015938iemcxx05012TM46文獻標(biāo)志碼A1007449X (xx)050089-08Sensorless methodof quasi direct power control for grid converterHULikunl?，HUANG Taiyul”，LU Quanl，CAO Junl2(1Guangxi KeyLaboratory ofPower SystemOptimization andEnergy Technology，Nanning530004，China；2College ofElectrical Engineering，Guangxi University，Nanning530004，China)AbstractFor thelarge voltagefluctuation ofthe traditionalmethod based on thevirtual motorflux link-age，a voltageobserver basedon thesecond order generalized integral(SOGI)principle andduty cyclesignalwas proposedto replacethe voltage sensor inorderto obtainmore aurateinformation ofthe voltage ofthe worksideAording tothe theoryof instantaneouspower，the quasi-direct powervoltage directional controlstrategy basedon openloop wasadopted inthe twophase stationarycoordinate sys。 tem，and thefourquadrant operationstate ofthe gridconnected converterwas realizedMeanwhile，theapplication ofproportional resonantcontroller toensurecurrent referencecould keeptracking gridcur-rentThe resultshows thatthe proposedmethod needneither the voltage sensornor thecurrent decoupiing，the workside voltagesignal withlow harmoniontent canbe obtainedmore auratelythan thetraditionalmethod，which improvesthe stabilityand reliabilityof systemoperationKeywordsvoltage sensorless；邙coordinate；quasidirect power control；second order generalized integral；duty cycle；proportional resonantxx一1116基金項目廣西科學(xué)研究與技術(shù)開發(fā)項目(15980083)；南寧市科學(xué)研究與技術(shù)開發(fā)計劃 (xx1048)作者簡介胡立坤(1977一)，男，博士，教授，研究方向為可再生能源變換系統(tǒng)與應(yīng)用；黃太昱(1992一)，男，碩士研究生，研究方向為新能源發(fā)電及并網(wǎng)變流器控制；盧泉(1982一)，男，博士，副教授，研究方向為蓄電池儲能高效利用；曹俊(1988一)，男，碩士研究生，研究方向為光伏并網(wǎng)控制、電力電子技術(shù)。 通信作者胡立坤萬方數(shù)據(jù)電機與控制學(xué)報第21卷U5l昌隨著分布式發(fā)電系統(tǒng)功率的增加，功率變換器使得可再生能源發(fā)電與電力系統(tǒng)之間實現(xiàn)了高效、靈活的控制；作為未來以智能電網(wǎng)技術(shù)為基礎(chǔ)的電力系統(tǒng)，并網(wǎng)變流器的設(shè)計與控制將會成為其發(fā)展的重要支撐。 21。 變流器的控制方法多以電能轉(zhuǎn)換與電能質(zhì)量為控制目標(biāo)，方法的優(yōu)劣直接影響到其功能的實現(xiàn)。 其中應(yīng)用較為廣泛的方法是采用電壓矢量定向控制J，這需要網(wǎng)側(cè)電壓、電流以及直流側(cè)母線電壓信息，過多的傳感器和計算環(huán)節(jié)不僅增加系統(tǒng)成本，同時也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。 基于上述條件，無電壓傳感器控制方法的研究便應(yīng)運而生。 利用虛擬磁鏈的控制方法在文獻4中提出，用以改善直接功率控制的性能，也可用于電壓定向控制。 網(wǎng)側(cè)三相電流代表系統(tǒng)能量的流向與系統(tǒng)性能密切相關(guān)，同時可用于過流保護；直流側(cè)母線電壓信號作為控制目標(biāo)保持直流電壓穩(wěn)定，并作為過壓保護信號，故這兩者信息量均需傳感器實時獲取b J。 文獻6將虛擬磁鏈的定向方法應(yīng)用在三相PWM整流器中，均取得了較好的控制效果，但需要在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下完成，電壓相位信息的檢測與電流解耦控制使得計算過程變得復(fù)雜。 文獻7將二階廣義積分器所構(gòu)成的正交濾波器方法應(yīng)用在永磁同步電機調(diào)速上，實現(xiàn)了無速度傳感器的觀測，取得了較好的控制效果，但其輸入的電壓量直接由開關(guān)信號獲得，容易受到高頻開關(guān)信號的干擾。 由二階廣義積分器(secondordergeneralizedintegrator，SOGI)所構(gòu)成的自適應(yīng)正交濾波器可以對特定頻率的交流量進行積分運算，內(nèi)部諧振的特點使得其本身可作為壓控振蕩器來工作坤J以改善常規(guī)鎖相環(huán)(phaselocked loop，PLL)性能。 其最早被提出用來實現(xiàn)電網(wǎng)三相電壓不平衡時分離正負序分量以保證分布式發(fā)電系統(tǒng)能夠在電網(wǎng)故障的情況下仍保持并網(wǎng)同步運行，同時向電網(wǎng)提供一定的支撐。 本文利用二階廣義積分器構(gòu)造出的正交信號濾波器結(jié)合占空比信號來實現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)電壓信息的重構(gòu)，在叩兩相靜止坐標(biāo)系下輸出正交的交流信號，可獲得較傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈觀測更加準(zhǔn)確的電壓量，從而實現(xiàn)無電壓傳感器控制的目的，避免了虛擬電機磁鏈方法所固有的缺陷J。 同時，采用基于開環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向的控制策略，內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器來保證指令電流的無穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，實現(xiàn)了瞬時功率的快速跟蹤。 文章首先分析了PWM變流器在兩相靜止坐標(biāo)系下無電壓傳感器的數(shù)學(xué)模型以及瞬時功率的求解，最后通過實驗驗證了所提方法的有效性與正確性。 1系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型11三相電壓源型PWM變流器數(shù)學(xué)模型三相電壓源型PWM變流器常見的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，建立數(shù)學(xué)模型e。 、e。 、e。 為電網(wǎng)三相相電壓；i。 、ib、i。 為電網(wǎng)側(cè)各相電流；M。 、Mb、M。 為變流器輸出相電壓；u扎為直流側(cè)電壓；L為濾波電抗器輸入電感，R為濾波電抗器輸入電阻；C表示變流器直流側(cè)電容，R。 為直流側(cè)負載，i，為直流側(cè)負載電流。 -j+jJ!T1圖1三相電壓源型PWM變流器拓撲圖Fig1Topology ofthe three phase PWMconverter由于開關(guān)頻率遠高于電網(wǎng)頻率，依據(jù)平均值模型方法，利用PWM變流器輸出占空比來描述變流器數(shù)學(xué)模型，可消除開關(guān)函數(shù)模型中引入的高頻分量，同時避免死區(qū)時間對輸出電壓值的影響。 配a=Mdc5。 aMn。 ，、Mb=Md。 sDb一“。 ， (1)Mc=MdcSDcM。 J將上式方程兩兩作差，消去M。 電壓量可得M。 b=“。 一Mb=Md。 (SD。 一JsDb)，、“b。 =ubu。 =“d(sDbsD。 )， (2)u。 =u。 一“。 =ud。 (sD。 一SD。 )。 J再將線電壓轉(zhuǎn)化為相電壓2lMa2了ab+了c，1l2了“bc一了Mab，“。 =0一“a一“b。 (3)該方法無需對開關(guān)函數(shù)信號的進行采集，節(jié)省了檢測開關(guān)信號的設(shè)備。 萬方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法91將估算三相電壓量經(jīng)式 (4)作Clark變換為描可得到PWM變流器在郵兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓模型表達式為(墓)=苦(乏)+R(乏)+(i)。 c5，12基于SOGI-QSG電壓觀測器數(shù)學(xué)模型二階廣義積分器可使得傳遞函數(shù)在諧振頻率處有無窮大的增益，所以當(dāng)控制頻率為諧振頻率的正弦信號時能夠做到靜態(tài)無差，并且SOGI的實現(xiàn)方式較傳統(tǒng)的自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)簡單很多，無需使用正余弦函數(shù)，這就避免了復(fù)雜運算所浪費的時間以及在離散系統(tǒng)中引入的量化噪聲?。 其結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。 圖2基于二階廣義積分的正交信號發(fā)生器Fig2Quadrature signalgenerator basedon SOGI包括輸入信號穢()和濾波器中心頻率。 ，輸出信號為口，(t)和穢(t)，將輸入信號與輸出信號做拉普拉斯變換分別得到V(s)、K(s)及也(s)，則該系統(tǒng)輸出與輸入信號閉環(huán)傳遞函數(shù)可表示為鄖，=等=喪，=等=擊。 (6)這里取k=在，。 =314rads，此時系統(tǒng)阻尼系數(shù)f=1在，可使得系統(tǒng)整定時間和動態(tài)響應(yīng)之間關(guān)系最優(yōu)，繪出傳遞函數(shù)的D(s)、Q(s)伯德圖如圖3所示。 由圖3可知，D(s)為帶通濾波器，Q(s)為低通濾波器，若濾波器中心頻率。 與輸入信號頻率一致，則輸出信號穢。 (t)和穢(t)的幅值便會與輸人信號口(t)的幅值相等且相位相差90。 ，互為正交。 圖3正交信號發(fā)生器中D(s)和Q(s)博德圖Fig3Bode diagramof SOGI-QSG此時，利用該正交濾波器重新對三相交流電壓型PWM變流器模型進行分析，其中，帶“”表示經(jīng)后輸出量，“j-”為對應(yīng)正交信號，如下式所示(墓)2三音；(乏)+尺(乏)+(箸)。 c7，如上所述，勘=穢+=上，一穢“=dv出，故可得(筆)=一(爹)+R(乏)+(籌)。 最終推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)電壓估算表達式為 (8)(墓)2一Qcs，(乏)+。 c s，R(芝)+(；)。 (9)式中M、M；由式 (2)、式 (3)、式 (4)推導(dǎo)可得M=應(yīng)(SDaSDb2一JsDc2)udc3；岵=2(SDbSD。 )Udc2。 最后確立觀測器結(jié)構(gòu)如圖4所示。 圖4基于正交信號發(fā)生器的電壓觀測器Fig4Voltage observebasedonSOGIQSG萬方數(shù)據(jù)電機與控制學(xué)報第21卷2邵坐標(biāo)系開環(huán)準(zhǔn)直接功率表述為控制21B坐標(biāo)系開環(huán)電壓定向控制瞬時功率理論(Pq理論)雖不像通用功率理論可以解釋眾多物理現(xiàn)象，但其僅憑借簡單的數(shù)學(xué)運算便可獲得某些給定意義下最優(yōu)電流的優(yōu)點，廣泛應(yīng)用在改善電能質(zhì)量的領(lǐng)域中2|。 可對PWM變流器瞬時功率作如下數(shù)學(xué)分析。 對于三相系統(tǒng)，在自然坐標(biāo)系下可通過瞬時相電流和相電壓將瞬時功率表示為r，i。 、(州“ub珧Io，o。 通過標(biāo)量變換，在邸兩相靜止坐標(biāo)系下可將瞬時功率表示為P=u。 i。 +咕+L0io。 (11)由于變換的正交性，瞬時功率在新的坐標(biāo)系中仍保持原來的形式，且本文采用三相三線制對稱電壓源供電，故無需考慮瞬時功率中的零序分量。 p2。 k=Maia+如，1 (12)g=I U中I叩l=M。 咕一i。 J為矩陣形式有驢珧)o(13，此時給定瞬時有功功率P+與瞬時無功功率q+(也稱瞬時虛功率)便可以求得內(nèi)環(huán)控制的參考指令電流，有2百1?(u邸g“ug。 咿q*)o(14，若令瞬時虛功率g+=0，便可實現(xiàn)PWM變流器單位功率因數(shù)下運行，則參考指令電流表達式為眇巍22渺。 (15，22準(zhǔn)直接功率控制由于直接功率控制具有結(jié)構(gòu)簡單，動態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于PWM變流器控制中并取得較好的效果，故本文采用基于郵坐標(biāo)系開環(huán)電壓定向的準(zhǔn)直接功率控制方法。 利用基爾霍夫電流定律，可將直流側(cè)電流關(guān)系C1du_deid。 一i，。 (16)百2dc叫r。 L式中id。 =SD。 i。 +SDbib+SDci。 0；8靜止坐標(biāo)系下可寫為G警=(10s。 品)o。 (17)式中S。 =(2SD。 一SDbSD。 )6；Js口=(JsDbIsD。 )2。 忽略濾波電抗器電阻和PWM變流器開關(guān)損耗，根據(jù)功率平衡理論有P=Cud。 警+UdcirO (18)=ac尋+ (18)變流器穩(wěn)態(tài)運行下有u。 =U。 +“。 ，此時電容電壓維持不變，即u。 遠小于u。 通過直流側(cè)電壓控制器輸出作為負載電流值并與直流母線電壓相乘，計算出直流側(cè)瞬時有功功率并作為給定輸入值；結(jié)合無電壓傳感器所觀測出網(wǎng)側(cè)電壓量信息，求得內(nèi)環(huán)參考指令電流，經(jīng)過比例諧振控制器實現(xiàn)指令電流的無誤差控制3|，完成外環(huán)準(zhǔn)直接功率控制。 最后，利用網(wǎng)側(cè)電壓前饋補償環(huán)節(jié)，進一步改善變流器系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性。 由此確立系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖5所示。 圖5基于SOGI-QSG的無傳感器準(zhǔn)直接功率控制策略Fig5Sensorless quasidirectpowercontrol strategybasedon SoGI-QSG萬方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法93與傳統(tǒng)根據(jù)瞬時功率選擇開關(guān)狀態(tài)進而確定輸入電流的方法相比，這里通過計算瞬時功率值作為電流內(nèi)環(huán)的輸入，同時內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，可確保有功功率同樣快速跟蹤瞬時功率給定值，實現(xiàn)了輸人電流的直接控制。 3實驗結(jié)果與分析實驗平臺采用dSPACE(DSll04)作為控制器，并實現(xiàn)AD采樣、實時計算、數(shù)據(jù)存儲；功率器件驅(qū)動脈沖由DSl104的RTI(realtime interface)模塊產(chǎn)生，開關(guān)頻率設(shè)為10kHz，死區(qū)時間設(shè)為4斗s；智能功率模塊為PMl00CLlAl20；系統(tǒng)中斷統(tǒng)一采用PWM中斷方式，保證PWM方波周期與控制周期及數(shù)據(jù)采集周期同步；太陽能電池陣列模擬器為PVSl000系列，相關(guān)參數(shù)如表1所示。 為避免電壓陡增，將三相配電網(wǎng)經(jīng)調(diào)壓器和變壓器降壓隔離，再與變流器交流側(cè)濾波電抗器相連接，實驗裝置如圖6所示；直流側(cè)電壓給定值設(shè)為110V。 表1PWM變流器系統(tǒng)實驗參數(shù)Table1Parameters ofPWM convertersystem磁鏈方法所觀測出的網(wǎng)側(cè)電壓波形如圖 8、圖9所示。 圖6實驗裝置圖Fig6Photo ofexperimental setup圖7基于SOGIQSG電壓觀測器的三相電壓波形圖Fig7Waveforms of three phase voltage estimatedbythevoltageobservebased onSOGI-QSG圖8電壓傳感器實測三相電壓波形圖Fig8Waveforms ofthree phasevoltage measuredbyvoltage sensor。 一苧三蘭!竺iG墨鑾孽姜箋皇蘭獸皂蘭的網(wǎng)側(cè)分別對這3種方法所得電壓信號做快速傅里葉電壓竺要竺苧蘭三簍烹苧鎏霧墊罌二要黧?變換篙茹頻釜苗i茹磊”一1一對比觀察電壓傳感器實際測量與基于虛擬電機一一”?一”。 一”一?。 萬方數(shù)據(jù)電機與控制學(xué)報第21卷圖9基于虛擬磁鏈觀測三相電壓波形圖Fig9Waveforms ofthreephasevoltage basedonvirtualmachineflux100j80名60姜40耋20O100童8060o40累主20Fundamental(50Hz)=3954，THD=1650246810narmonlc order(a)jAJSOGIQsG觀測所得A相電壓諧波頻譜圖tundamental L30Hz J=3638。 rHD=260246810Harmonic order(b)基于電壓傳感器所得A相電壓諧波頻譜圖Fundamental(50Hz J=3842，THD=296Harmonic order(C)基于虛擬磁鏈觀測所得A相電壓諧波頻譜圖圖10網(wǎng)側(cè)電壓信號諧波頻譜分析圖Fig10Harmonic ponentof grid side voltage通過觀察，傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈的方法與實際采用電壓傳感器測量所獲得網(wǎng)側(cè)電壓信號兩者總諧波畸變率僅相差028，雖然不及電壓傳感器實測所得電壓信號準(zhǔn)確，但虛擬磁鏈的利用避免了電壓傳感器的使用，降低了設(shè)備成本；而基于SOGIQSG方法所得的電壓估算值其諧波畸變率僅為165，相比較于虛擬磁鏈方法的296與電壓傳感器的268諧波畸變率結(jié)果，其精準(zhǔn)度又有了進一步的提高。 這表明所提方法可以代替?zhèn)鞲衅鳙@取網(wǎng)側(cè)三相電壓信息，無需依賴硬件設(shè)備，規(guī)避了因電壓傳感器故障導(dǎo)致系統(tǒng)無法正常運作的風(fēng)險，提高了系統(tǒng)運行的可靠性；同時，較傳統(tǒng)基于虛擬電機磁鏈觀測的電壓波形，所提方法諧波含量更少、畸變程度更小，提高了系統(tǒng)的準(zhǔn)確性。 為進一步驗證所提方法性能，直流側(cè)保持空載，給定無功指令一300W，變流器實現(xiàn)感性無功功率補償，如圖11(a)所示A相電流滯后A相電壓90。 ；給定無功指令+300W，變流器實現(xiàn)容性無功功率補償，觀察圖11(b)發(fā)現(xiàn)，A相電流超前A相電壓900。 tls(a)q=一300W感性無功補償tls(b)q=+300W容性無功補償圖11無功補償下網(wǎng)側(cè)電壓與電流波形圖Fig11Waveforms ofgridsidevoltage andcurrentfor reactivepower pensationo加。 一皇口H嚼，皇暑兇J096一如譬萬方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法95結(jié)果表明，保持直流側(cè)空載即系統(tǒng)沒有瞬時有功功率，通過改變瞬時無功功率指令可以實現(xiàn)變流器單位功率因數(shù)下運行，達到向系統(tǒng)發(fā)出或吸收無功功率以調(diào)節(jié)終端電壓波動的目的，保證用戶側(cè)較高的電能質(zhì)量。 所提控制策略可以實現(xiàn)瞬時有功功率和瞬時無功功率的獨立控制，并取得良好的控制效果。 保持瞬時無功功率指令為0，通過投切負載測試系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)性能，如圖12所示。 tlsCb)突加負載時一i相電流ts(C)A相電壓與電流(投負載)ts(d)A相電壓相電流(切負載)圖12負載投切下的系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)Fig12Dynamic responseof system with loadchanged觀察圖12(a)易知，突加有功負荷后，直流側(cè)電壓經(jīng)短暫跌落后迅速恢復(fù)至給定值；此時由于系統(tǒng)瞬時無功功率為0，即變流器實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；同理，切斷負載時系統(tǒng)仍能保持良好運行。 如圖12(c)、圖12(d)所示，電壓電流波形保持同向即變流器工作在整流狀態(tài)；且三相電流波形正弦度保持良好，如圖12(b)所示。 內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，保證兩相靜止坐標(biāo)系下指令電流能夠快速準(zhǔn)確跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，實驗結(jié)果如圖13所示，效果良好。 tls(a)a軸指令電流與反饋電流tls(b)B軸指令電流與反饋電流圖13邵坐標(biāo)系下參考電流與網(wǎng)側(cè)電流Fig13Waveforms ofreference currentsandgrid currentsunder邵coordinate直流側(cè)接入光伏發(fā)電系統(tǒng)，可實現(xiàn)變流器的有源逆變工作狀態(tài)。 本文采用太陽能電池陣列模擬器來模擬太陽能電池板發(fā)出功率，由于直流側(cè)母線電壓受控，也即間接控制了光伏模擬器發(fā)出的功率，實驗結(jié)果如圖14所示。 觀察實驗結(jié)果易知，投人光伏裝置時，直流電壓有較大波動，但很快可恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)；穩(wěn)定后可以發(fā)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流相位與電壓相位反向，這表明光伏裝置所發(fā)出功率經(jīng)變流器逆變后送人電網(wǎng)，實現(xiàn)了有源逆變的工作目標(biāo)；這里電流與電壓相位相差略小于萬方數(shù)據(jù)96電機與控制學(xué)報第21卷180。 ，是由于實際系統(tǒng)中變流器自身存在一定的損耗。 160140蘭120昌10080121416182O22tls(a)直流側(cè)母線電壓波形755025享o。 一255075155160165170175tls(b)電壓與電流波形圖14接入光伏模擬器時系統(tǒng)響應(yīng)圖Fig14Response ofsystemwithPV simulator實驗結(jié)果證明了所提基于正交信號發(fā)生器構(gòu)成的無電壓傳感器觀測環(huán)節(jié)能夠準(zhǔn)確有效的估算出網(wǎng)側(cè)電壓值；并進一步采用以開環(huán)電壓定向為基礎(chǔ)的準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流比例諧振控制，結(jié)果顯示，可以準(zhǔn)確快速的達到控制目標(biāo)，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)，動態(tài)響應(yīng)性能。 同時，在不同條件下分別令瞬時有功功率與瞬時無功功率為0，實現(xiàn)了變流器有功功率與無功功率的獨立控制，并通過更改指令驗證了變流器在單位功率因數(shù)下完成整流和逆變的良好運行，直流側(cè)母線電壓具有較好的魯棒性。 4結(jié)論針對三相電壓源型并網(wǎng)變流器，結(jié)合占空比信號提出一種基于廣義積分原理的無傳感器觀測方法，所得網(wǎng)測電壓估算信號總諧波畸變率僅為165，較傳統(tǒng)方法具有更高的準(zhǔn)確性且節(jié)省了硬件資源。 同時，闡述了新的無傳感器控制策略下變流器的數(shù)學(xué)模型，并依托瞬時功率理論，在靜止坐標(biāo)系中利用準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流無差控制，實現(xiàn)了變流器四象限工作狀態(tài)的運行，具有結(jié)構(gòu)簡單，響應(yīng)迅速，以及良好的抗干擾能力。 參考文獻1張東霞，姚良忠，馬文媛中外智能電網(wǎng)發(fā)展戰(zhàn)略J中國電機工程學(xué)報，xx，33 (31)l一14ZHANG Dongxia，YAO Liangzhong，MA WenyuanDevelopmentstrategies ofsmart gridin Chinaand abroadJProceedings oftheCSEE，xx，33 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