【自動化】基于apfc的單相pwm整流器的設(shè)計(02)

武漢理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計（論文）基于APFC的單相PWM整流器的設(shè)計學(xué)院（系）自動化學(xué)院專業(yè)班級電氣1101班學(xué)生姓名朱陽指導(dǎo)教師黃亮學(xué)位論文原創(chuàng)性聲明本人鄭重聲明所呈交的論文是本人在導(dǎo)師的指導(dǎo)下獨立進行研究所取得的研究成果。除了文中特別加以標注引用的內(nèi)容外，本論文不包括任何其他個人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫的成果作品。本人完全意識到本聲明的法律后果由本人承擔。作者簽名年月日學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)書本學(xué)位論文作者完全了解學(xué)校有關(guān)保障、使用學(xué)位論文的規(guī)定，同意學(xué)校保留并向有關(guān)學(xué)位論文管理部門或機構(gòu)送交論文的復(fù)印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權(quán)省級優(yōu)秀學(xué)士論文評選機構(gòu)將本學(xué)位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。本學(xué)位論文屬于1、保密囗，在年解密后適用本授權(quán)書2、不保密囗。（請在以上相應(yīng)方框內(nèi)打“”）作者簽名年月日導(dǎo)師簽名年月日摘要主要分析了單相電壓型PWM整流電路功率因素校正電路的工作原理和工作模式，功率因數(shù)校正采用的是高頻開關(guān)工作方式。對比了PWM整流方案以及APFC整流方案的優(yōu)劣，采用APFC進行控制。選取BOOST電路進行功率因素校正，其中控制方法采用的是電流滯環(huán)比較法，因硬件電路簡單，屬于實時控制，電流響應(yīng)快，對負載的適應(yīng)性強，由于不需要載波，所以輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。對硬件電路進行了選型了解了UC3854芯片的結(jié)構(gòu)以及電路中主要參數(shù)的計算，確定了電流電壓雙閉環(huán)的結(jié)構(gòu)可使PWM整流電路的輸出直流電壓得到有效的穩(wěn)定值。同時也調(diào)節(jié)了交流側(cè)電流的大小和相位，實現(xiàn)能量在交流側(cè)和直流側(cè)的雙向流動，并使變流裝置獲得良好的功率因數(shù)。建立其MATLAB的仿真模型，驗證了設(shè)計的正確性，實踐上證明了采用APFC后，輸出電壓紋波降低了，實現(xiàn)功率因素的校正，對有源功率因素的調(diào)制有了一定的成果和展望。關(guān)鍵詞PWM整流；功率因素校正；雙閉環(huán)電路ABSTRACTMAINLYANALYZEDTHESINGLEPHASEVOLTAGESOURCEPWMRECTIFIERCIRCUITPOWERFACTORCORRECTIONCIRCUITWORKINGPRINCIPLEANDWORKINGMODEOFHIGHFREQUENCYSWITCHPOWERFACTORCORRECTIONISWORKSCOMPAREDTHEPWMRECTIFIERANDTHEPROSANDCONSOFAPFCRECTIFICATIONSCHEME,ADOPTINGAPFCCONTROLSELECTTHEBOOSTCIRCUITFORPOWERFACTORCORRECTION,INCLUDINGCONTROLMETHODUSESTHECURRENTHYSTERESISCOMPARISONMETHOD,BECAUSEOFSIMPLEHARDWARECIRCUIT,BELONGTOTHEREALTIMECONTROL,FASTCURRENTRESPONSE,STRONGADAPTABILITYTOLOAD,BECAUSEDONOTNEEDCARRIER,SOTHEOUTPUTVOLTAGEDOESNOTCONTAINTHESPECIFICFREQUENCYHARMONICCOMPONENTHARDWARECIRCUITFORTHESELECTIONOFUNDERSTANDINGTHESTRUCTUREANDTHECIRCUITOFUC3854CHIPSINTHECALCULATIONOFMAINPARAMETERS,DETERMINETHESTRUCTUREOFDOUBLECLOSEDLOOPCURRENTVOLTAGECANMAKETHEOUTPUTOFPWMRECTIFIERCIRCUITEFFECTIVELYTHESTABILITYOFTHEDCVOLTAGEVALUEALSOADJUSTTHEAMPLITUDEANDPHASEOFTHEACCURRENT,ACHIEVEINACSIDEANDDCSIDETWOWAYFLOWOFENERGY,ANDMAKETHEPOWERFACTOROFCONVERTERDEVICEFORGOODITSMATLABSIMULATIONMODELISESTABLISHEDTOVERIFYTHEVALIDITYOFTHEDESIGNANDPRACTICETOJUSTIFYINGTHEAFTERADOPTINGAPFC,REDUCESTHEOUTPUTVOLTAGERIPPLE,REALIZESTHEPOWERFACTORCORRECTION,MODULATIONOFACTIVEPOWERFACTORHADCERTAINACHIEVEMENTSANDPROSPECTSKEYWORDSSINGLEPHASEVOLTAGETYPEPWMPOWERFACTORCORRECTIONDOUBLECLOSEDLOOPCIRCUIT目錄第1章緒論111課題研究的背景和意義112PWM整流與功率因素校正發(fā)展現(xiàn)狀2121PWM整流技術(shù)2122功率因素校正技術(shù)413論文主要研究內(nèi)容4第2章系統(tǒng)方案的設(shè)計621單相橋式整流方案622升壓式BOOSTAPFC整流電路823方案的比較與選擇924本章小結(jié)9第3章硬件電路的設(shè)計1031功率因素校正電路的設(shè)計1032UC3854芯片的選擇及簡介1033UC3854引腳功能概述1134電路主要參數(shù)的設(shè)計1335本章小結(jié)14第4章控制電路的設(shè)計1541幾種控制策略的比較15411平均電流型16412滯環(huán)電流型1742雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的設(shè)計17421電流環(huán)路的設(shè)計17422電壓環(huán)路的設(shè)計1843本章小結(jié)18第5章MATLAB仿真實驗1951仿真模型的搭建19511選取器件19512主封裝圖以及各子系統(tǒng)2052仿真參數(shù)與波形2153仿真結(jié)論2354本章小結(jié)23第6章總結(jié)與展望24參考文獻25致謝26第1章緒論11課題研究的背景和意義電能是當今最重要的能源形式，使用最方便，適用范圍非常廣，并且是清潔無污染的。電能變換則是用電之門，是用好電的必由之路。供人類使用的電能都是通過一些方法生產(chǎn)或收集得來的，發(fā)電站是交流電網(wǎng)的源頭。直接從電網(wǎng)或電池汲取的電能在某種意義上都是“粗電”。在大多數(shù)情況下，使用這些“粗電”都不能盡如人意，譬如電網(wǎng)上的電就不一定好使，需要穩(wěn)壓器等對電網(wǎng)的“粗電”進行整合和修補，相應(yīng)的電力電子技術(shù)應(yīng)運而生蓬勃發(fā)展。目前在各個領(lǐng)域?qū)嶋H應(yīng)用的整流電路幾乎都是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。據(jù)我們對晶閘管整流電路的學(xué)習理解，晶閘管相控整流電路的輸入電流滯后于電壓，其滯后角度隨著觸發(fā)延遲角的增大而增大，位移因數(shù)也隨之降低。同時，輸入電流中諧波分量也相當大，因此功率因素很低。二極管整流電路雖然位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。如前所述，PWM控制技術(shù)首先是在直流斬波電路和逆變電路中發(fā)展起來的。隨著IGBT為代表的全控型器件的不斷進步，在逆變電路中采用的PWM控制技術(shù)已相當成熟。目前，SPWM控制技術(shù)已在交流調(diào)速用變頻器和不間斷電源中獲得了廣泛的應(yīng)用。1把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。通過對PWM整流電路的適當控制，可以使輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1。基于APFC高頻PWM單相整流器不僅實現(xiàn)了開關(guān)電源的高功率因數(shù)校正，減小開關(guān)電源對電網(wǎng)的無功污染和諧波污染，同時增加了整流器的轉(zhuǎn)換效率，降低線路損耗、節(jié)約能源。因其有良好的輸入輸出特性基于APFC高頻PWM單相整流器有著廣泛的應(yīng)用市場。PWM控制技術(shù)是在電力電子領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，并對電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠影響的一門技術(shù)。PWM控制技術(shù)在晶閘管時代就已經(jīng)產(chǎn)生，但是為了使晶閘管通斷要付出很大的代價，因而難以得到廣泛應(yīng)用。以IGBT，電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術(shù)提供了強大的物質(zhì)基礎(chǔ)，推動了這項技術(shù)的迅猛發(fā)展，使它應(yīng)用到整流，逆變，直直，交交的所有四大類變流電路中13。目前，電力電子產(chǎn)品較好地滿足了我國的市場需求，但新型電力電子半導(dǎo)體器件仍需依靠進口。專家評估認為，與發(fā)達國家相比，我國在應(yīng)用基礎(chǔ)研究深度方面的差距至少為510年；在電源產(chǎn)品的質(zhì)量、可靠性、開發(fā)投入、生產(chǎn)規(guī)模、工藝水平、先進檢測設(shè)備、工人素質(zhì)、持續(xù)創(chuàng)新能力和公司體制等綜合實力方面的差距約為1015年；特別是對電源產(chǎn)品和裝置性能有極其重要影響的新型場控器件的芯片制造技術(shù)，目前還處于非常落后的狀態(tài)14。展望21世紀電力電子產(chǎn)業(yè)或電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展趨勢，其動向就是圍繞提高效率、提高性能、消除電力公害、減少電磁干擾和電噪聲進行不懈的研究。為此，我國電力電子行業(yè)未來幾年開展研究的重點領(lǐng)域應(yīng)是進一步提高電能變換效率，降低待機損耗；避免電力公害，盡量減少網(wǎng)側(cè)電流諧波，并使網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1；提高電源裝置和系統(tǒng)的電磁兼容性；降低電噪聲；通過實施高頻化、元件小型化和先進工藝，實現(xiàn)產(chǎn)品的小型化和輕量化。因此本課題的研究具有重大的意義2。12PWM整流與功率因素校正發(fā)展現(xiàn)狀121PWM整流技術(shù)PWM的全稱是PULSEWIDTHMODULATION（脈沖寬度調(diào)制），它是通過改變輸出方波的占空比來改變等效的輸出電壓。廣泛地用于電動機調(diào)速和閥門控制，比如我們現(xiàn)在的電動車電機調(diào)速就是使用這種方式。SPWMSINUSOIDALPWM法是一種比較成熟的，目前使用較廣泛的PWM法。前面提到的采樣控制理論中的一個重要結(jié)論沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。FTTTOABCDTOTOTOFTFTFT圖11形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖在采樣控制理論中有一個重要結(jié)論沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如果把各輸出波形用傅里葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異，例如圖A、B、C所示的三個窄脈沖形狀不同。其中如11A為矩形脈沖，圖11B為三角形脈沖，圖11C為正弦半波脈沖，但它們的面積都等于1，那么，當它們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，其輸出響應(yīng)基本相同。當窄脈沖變?yōu)閳D11D的單位脈沖函數(shù)T時，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)15。圖12A的電路是一個具體的例子。圖中ET為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖12A、B、C、D所示，為電路的輸入。該輸入加在可以看出慣性環(huán)節(jié)的RL電路上，設(shè)其電路IT為電路的輸出，圖12B給出了不同的窄脈沖時IT的波形。從波形可以看出，在IT的上升段，脈沖形狀不同時IT的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎相同。脈沖越窄，個IT波形的差異也越小。如果周期性地加上述脈沖，則響應(yīng)IT也是周期性的用傅里葉級數(shù)分解后將可看出。AOBTBDCAITITET圖12沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形各IT在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。上述原理可以稱之為面積等效原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。下面分析如何用一系列等副不等寬的脈沖來代替一個正弦波。把圖13的正弦波分成N等份，就可以把正弦半波看成是有N個彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于/N，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等副而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應(yīng)正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖相應(yīng)的正弦波部分面積相等，就得到圖B所示的脈沖序列。這就是PWM波形?？梢钥闯觯瑐€脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦波規(guī)律變換的。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWM波形。TOUAB圖63OUT圖13PWM波代替正弦波要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按照同一比例系數(shù)改變上述各脈沖的寬度即可。PWM波形可分為等幅PWM波河不等幅PWM波兩種。由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波。如直流斬波電路。其PWM波都是又直流源產(chǎn)生的，由于直流源電源幅值基本恒定，因此PWM波是等幅的。不管什么PWM波，都是基于面積等效原理來進行控制的，因此其本質(zhì)是相同的3。122功率因素校正技術(shù)功率因數(shù)校正的一般方法無源功率因數(shù)校正利用電感、電容和電阻的組合設(shè)計構(gòu)成的濾波電路，可濾除某一次或多次諧波，最普通易于采用的無源濾波器結(jié)構(gòu)是將電感與電容串聯(lián)，可對主要次諧波（3、5、7）構(gòu)成低阻抗旁路；無源濾波器具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、運行可靠性較高、EMI小等優(yōu)點；主要缺點是尺寸、質(zhì)量大，那一得到接近1的功率因數(shù)（一般可提高到0809），工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關(guān)，電感和電容之間充放電電流較大等4。有源功率因數(shù)校正采用電流反饋，使輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，可以使輸入端電流波形接近正弦。從而使輸入電流的THD小于10，功率因數(shù)可提高到099或更高。由于這個方案中應(yīng)用了有源器件，故稱之為有源功率因數(shù)校正，簡稱APFC。它的優(yōu)點是可以得到較高的輸入功率因數(shù)；THD??；可在較寬的輸入電壓范圍和寬頻帶下工作；體積、質(zhì)量?。惠敵鲭妷阂部杀３趾愣?。缺點是電路復(fù)雜、MTBF下降、成本高、EMI高、效率有所降低5。13論文主要研究內(nèi)容本論文主要以實現(xiàn)高功率因素整流為目的，對單相PWM整流器的設(shè)計進行了研究，對比了單相電壓型橋式整流方案以及APFC整流方案的比較，并設(shè)計有源功率因素整定的控制電路，進一步提高功率因素。本論文的具體工作安排如下第二章，PWM整流器總體設(shè)計。對設(shè)計任務(wù)的要求進行了分析，對比了單相電壓型橋式整流方案與APFC整流方案，確定了設(shè)計的整體布局，主電路拓撲，設(shè)計了初步的整流方案。第三章，硬件電路的設(shè)計。根據(jù)第二章節(jié)的前續(xù)分析所確立的APFC的整體結(jié)構(gòu)框圖，進行了硬件電路的設(shè)計，了解介紹了UC3854芯片的功能，完成了對有源功率因素校正電路的設(shè)計，并對所設(shè)計電路中主要的參數(shù)進行了計算。第四章，控制電路的設(shè)計。對于多種控制策略的優(yōu)缺點進行了比較，重點分析了平均電流法和滯環(huán)電流法的原理與控制過程。對滯環(huán)電流法進行了選擇。第五章，MATLAB仿真實驗。對所設(shè)計的APFC整流電路進行了仿真模型的構(gòu)建，對仿真電路中各器件的參數(shù)進行了調(diào)制和運行。觀察了仿真波形，對仿真的結(jié)果進行了分析。第六章，總結(jié)與展望。對論文所做的工作進行了概括總結(jié)，指出其中存在的不足。展望課題繼續(xù)研究的努力方向，及待完善的工作。第2章系統(tǒng)方案的設(shè)計設(shè)計要求要求研究一款單相可控的PWM整流器，輸入為220V交流電，經(jīng)APFC可控整流后輸出400V電壓，功率為6KW，采用基于MOS管的可控PWM整流技術(shù)，具備APFC算法，使該整流器功率因素達到9999以上。根據(jù)設(shè)計要求，需設(shè)計電路實現(xiàn)整流功能，并實現(xiàn)有源功率因素的整定，對此設(shè)計要求及對整體的電路結(jié)構(gòu)提出以下兩種思路進行比較；單相橋式整流電路方案思路以及APFC（BOOST升壓）整流電路方案思路。21單相橋式整流方案ULUG1UG3UG2UG4CRUL圖21單相電壓型全橋式整流電路的主電路單相電壓型全橋式整流電路的主電路如圖21所示，左邊為輸入交流電壓220V，L為輸入側(cè)的電感，它的主要作用是濾掉輸入側(cè)的電流諧波；橋壁為4只MOS管，采用給定取反的控制電壓實現(xiàn)整流功能，C為儲能電容器，C的容量足夠大，負載R上的能量由C充放電維持。整流器全橋交流電壓檢測移相器正弦波發(fā)生器驅(qū)動電路PWM比較器反饋電路直流參考電壓三角波發(fā)生器變頻器U1LCRURUCRFFUEUFVL圖22單相電壓型全橋式整流電路的控制電路的方框圖在圖22中，UR為正弦波電壓，其頻率FR等于輸入電壓頻率F50HZ。UC為三角波電壓，其頻率FCKFRK為頻率比，幅值UCM其中M為調(diào)制比。UC與UR的相位差R為這里的相位差為初始相位差。UR和UC在PWM比較器進行比較，按照規(guī)定的時序提供整流器全橋電路所需要的觸發(fā)脈沖控制MOS管，使整流電路工作在整流狀態(tài)。在控制電路中，除PWM比較器外，關(guān)鍵部分為UR和UC的產(chǎn)生。UR的產(chǎn)生UR是電網(wǎng)電壓U1同頻率的正弦波，這就決定了UR受控于U1。在設(shè)計圖紙中，輸入電壓U1經(jīng)交流電壓檢測電路和移相器進行幅值變換和產(chǎn)生相移后，輸送到正弦波發(fā)生器的一個輸入端。輸出的直流電壓的反饋電壓UF和直流參考電壓V1比較后，得到誤差電壓UE，UE反應(yīng)了輸出直流電壓UL的波動。UE輸送到正弦波發(fā)生器的另一輸入端。正弦波發(fā)生器的輸出UR的幅值和相位滿足調(diào)制比M和相移的要求。UC的產(chǎn)生UC為三角波或鋸齒波，其頻率FCKFRKF，幅值固定為UCM，UC的初始相位角超前于UR的角度為。為滿足上述要求，將輸入電壓U1的MR頻率F經(jīng)變頻器變換為KF，此信號作為三角波發(fā)生器的時鐘脈沖，三角波發(fā)生器的輸出UC的頻率即為FCKFR。由于UR滯后于U1D的相位角，則UC超前于UR的相位角為6。22升壓式BOOSTAPFC整流電路UV1V2V3V4LUGV5CR圖23BOOSTAPFC整流電路主電路在MOS管導(dǎo)通時，輸入電壓通過整流橋給電感充電，能量儲存在電感線圈中。此時電容C經(jīng)過負載放電，R上的電壓即為輸出電壓，上正下負，由于二極管的作用，電容不能通過MOS管放電。在MOS管關(guān)斷時，L中的磁場改變電感線圈L兩端的電壓。此時輸出電壓為整流后電壓加上電感電壓的和，由于這兩個電壓極性相同，使得輸出電壓高于整流后電壓，形成升壓形式。電壓調(diào)節(jié)器直流參考電壓直流電壓檢測三角波發(fā)生器SPWM比較器電流調(diào)節(jié)器乘法器交流電壓檢測交流電流檢測驅(qū)動電路URUCUFLMOSRGCRU圖24升壓式APFC整流電路的控制電路方框圖圖24的主要功能為（1）通過檢測和跟蹤輸入電流實現(xiàn)輸入電流的近似正弦化，達到電網(wǎng)一側(cè)單位功率因數(shù)。（2）通過檢測和跟蹤輸出直流電壓的波動，實時調(diào)節(jié)輸出直流電壓，達到輸出直流電壓的穩(wěn)定。以上功能的實現(xiàn)是依靠改變調(diào)制電壓UR的幅值即改變調(diào)制比M來達到的7。23方案的比較與選擇PWM整流器具有雙向傳輸功能，能有效的實現(xiàn)輸入電流的整形。目前，個人計算機和家用電器的高速發(fā)展，需要小功率電源，若采用具有雙向傳輸功能的PWM整流器，會增加個人計算機和家用電器的造價。為適應(yīng)這種要求，APFC電路不經(jīng)能實現(xiàn)輸出直流電壓的調(diào)節(jié)，還能實現(xiàn)電網(wǎng)一側(cè)單位功率因數(shù)。對比上述的兩種方案。單相PWM全控整流需控制4個MOS管的通斷以實現(xiàn)整流功能，控制電路復(fù)雜。而APFC整流方案，需控制1個MOS管的控制，控制電路較簡單，基于以上各種電路結(jié)構(gòu)的特點分析可知，考慮到變頻設(shè)備的功率范圍在6KW的應(yīng)用場合，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的升壓式APFC電路來實現(xiàn)較為適合。它具有以下優(yōu)點電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。24本章小結(jié)本章節(jié)主要根據(jù)設(shè)計要求，比較了兩種整流電路方案的主電路拓撲以及整體設(shè)計的方案圖，根據(jù)兩種方案的原理結(jié)構(gòu)以及設(shè)計要求的工作環(huán)境，確定了升壓式APFC整流電路方案，對主電路進行了選擇，明確了設(shè)計電路的結(jié)構(gòu)框圖，為細化的設(shè)計整流電路進行了整體布局。今后的工作可以精化到各個板塊的設(shè)計，主要在于MOSFET管的驅(qū)動部分的設(shè)計，反饋環(huán)節(jié)以及控制策略的選擇。第3章硬件電路的設(shè)計31功率因素校正電路的設(shè)計在具體的電路設(shè)計中，控制芯片選用UC3854，這是UNITRODE公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開關(guān)電流近似等于輸入電流，對瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片。下面給出由UC3854構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正電路框圖，如圖31所示。UC3854220VACL1RSSDCR電壓檢測VCC電流檢測同步信號圖31UC3854有源功率因數(shù)校正電路框圖32UC3854芯片的選擇及簡介利用UC3854構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正電路可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，減小交流輸入市電電流的諧波畸變。UC3854芯片結(jié)構(gòu)包括電壓放大器VA、模擬乘法器/除法器M、電流放大器CA和固有頻率脈寬調(diào)制器PWM、功率MOS管的門極驅(qū)動器、75V基準電壓1誤差，以及軟啟動、輸入電壓前饋、輸入電壓鉗位和過電流保護的比較器等。UC3854利用平均電流控制技術(shù)來實現(xiàn)恒頻電流控制，具有工作穩(wěn)定性好和畸變小的優(yōu)點。不像電流峰值性控制，利用平均電流型控制技術(shù)可以在不采用諧波補償?shù)那疤釛l件下，使交流市電輸入電流波形為正弦波，并且抗干擾能力強。UC3854的高基準電壓值和高幅值的振蕩波形提高了它的抗干擾能力，而快速PWM控制電路可以使它的工作頻率高于200KHZ，UC3854可應(yīng)用于交流輸入供電電壓范圍為75275V、電源的供電頻率范圍為50400HZ的有源功率因數(shù)校正場合，由于UC3854的工作電流小，所以簡化了UC3854的供電電路部分的設(shè)計。UC3854的引腳圖和內(nèi)部框圖如圖32和圖33所示8。GNDPKLMCAOMOUTIACVAOVRMSGTDRVVCCCTSSRSETVSENSEVREF圖32UC3854的引腳圖圖33UC3854的內(nèi)部圖33UC3854引腳功能概述GND所有的電壓測量都以地電平GND腳為參考基準。供電腳VCC和基準電壓腳REF均應(yīng)接一只。PKLMT即峰值電流限制腳。它的門限電平應(yīng)為零值001V。經(jīng)該腳接入的負電壓加到圖中電流檢測電阻器上。用一個電阻器由2腳接REF腳，以補償負極性電流檢測信號，使之升到GND地電平。CAOUT電流放大輸出腳。該腳是寬頻帶工作放大器的輸出端，它檢測電網(wǎng)電流，并控制脈寬調(diào)制器PWM來校正電流波形。該輸出腳的振幅可接近地電平，當必要時允許PWM實現(xiàn)零占空比。ISENSE即電流檢測負號端。該腳是電流放大器的反相輸入端。該腳同非反相輸入的乘法器輸出，維持功能直到零值或低于地電平。引腳電壓應(yīng)高于05V。MULTOUT即乘法器輸出端和電流檢測器正輸入端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的非反相輸入端，被連接在一起作為MULTOUT腳。由于乘法器的輸出是一個電流值，它作為一個高阻抗輸入與ISENSE腳相似，所以電流放大器構(gòu)成差分放大器以抑制地線噪聲。IAC交流電流輸入端。該腳輸入到模擬乘法器的是一個電流。從該電流IAC腳輸入到MULTOUT端，乘法器被制成很低的失真，所以該腳只是乘法器的輸入端，應(yīng)用時檢測電網(wǎng)電壓。引腳的設(shè)定電壓為6V。VAOUT放大器輸出。該腳是調(diào)節(jié)輸出電壓的工作放大器輸出端。像電流放大器那樣，若IC因ENA或VCC失效，電壓放大器將停止工作。也就是說，由于瞬時的失效周期，跨接在放大器的大反饋電容器將停止充電。電壓放大器的輸出電平低于1V時，將禁止乘法器輸出。電壓放大器的輸出端在IC內(nèi)部被限制在58V左右，以防止過沖。VRMS電網(wǎng)電壓有效值。升壓PWM的輸出值是與輸入電壓成比例的。所以當輸入低帶寬升壓PWM電壓調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電壓變化時，其輸出將立刻變化，并緩慢的恢復(fù)到調(diào)節(jié)電平。若器件接的電壓與輸入的電網(wǎng)電壓有效值成正比，那么VRMS輸入就能補償電網(wǎng)電壓的變化。當最佳控制時,VRMS應(yīng)停留在1535V之間。VREF電壓基準輸出。VREF是一個精確值為75V的電壓基準輸出。該輸出腳能提供10MA給外圍電路，并在IC內(nèi)部受短路電流的限制。當VCC是低電平或者當ENA為低電平時，VREF則失效，并維持在0V值。為了有良好的穩(wěn)定性，應(yīng)當用一只01UF或更大的陶瓷電容將VREF對地旁路。ENA使能控制端。ENA是一個邏輯輸入，為PWM輸出電壓基準和振蕩器的使能控制端。ENA還能解除軟啟動箝位，允許SS腳升高電壓。當該腳不用時，應(yīng)把ENA接到5V電源上，或者用一只22K電阻器拉高其電位。ENA并非指定用于高速關(guān)閉去PWM輸出。VSENSE是電壓放大器的反相輸入端。該腳通常接反饋網(wǎng)路，并經(jīng)一個分壓器網(wǎng)絡(luò)接到升壓變換器輸出。RSET是振蕩器充電電流和乘法器限制設(shè)置端。將一只電阻器從RSET接到地，將調(diào)節(jié)振蕩器的充電電流，并讓乘法器輸出為最大。乘法器輸出電流在RSET接地的電阻分壓器上的電壓值不會超過375V。SS軟啟動。當IC無效或VCC太低時，SS將維持在地電平。當VCC和IC均正常有效時，SS腳電壓將被IC內(nèi)部一個14A的電流源提高超過8V。若SS低于REF，SS充當電壓放大器的基準輸入。用一只大電容器接SS腳到地，電壓調(diào)節(jié)放大器大的基準電壓將緩慢升高，并將緩慢地減小PWM的占空比。萬一發(fā)出禁止指令或電源跌落，SS將快速放電到地并使PWM無效。CT振蕩器定時電容器。從CT腳接地的電容器將設(shè)置振蕩器的頻率，它按如下關(guān)系式計算TSECRF251VCC正極性電源電壓。在正常工作時接電源VCC的穩(wěn)定電流至少為20MA，高于17V。在VCC腳也接旁路電容接地，用于吸收對外部MOSFET柵極電容充電時產(chǎn)生的電源電流尖峰。為了防止不適當?shù)臇艠O驅(qū)動信號，IC將阻斷輸出，直到VCC高于欠壓鎖定門限并維持在高于較低的門限電平。GTDRVPWM輸出是一個圖騰柱式MOSFET柵極驅(qū)動器GTDRV信號。該輸出被IC內(nèi)部箝位在15V，所以IC可工作在VCC高于35V電壓值。采用最小為的柵極串聯(lián)電阻器，可防止柵極阻抗與柵極驅(qū)動器輸出之間的互相作用影響，它會引起GTDRV輸出過沖太大。當驅(qū)動容性負載時，某些輸出的過沖總是會出現(xiàn)的9。34電路主要參數(shù)的設(shè)計電阻RSET的選擇振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出調(diào)節(jié)電阻RSET由于RSET直接影響到UC3854中乘法器輸出電流的最大值，且乘法器輸出電流不能超過乘法器的前饋交流輸入電流的2倍，綜合考慮后選取RSET15K。開關(guān)頻率的選擇開關(guān)頻率高可以減小APFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會增大開關(guān)損耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20300KHZ的開關(guān)頻率是一個較好的范圍。本設(shè)計中開關(guān)頻率選擇為100KHZ，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸小，MOSFET和BOOST二極管上的功率耗損也不會過多。BOOST電感的計算先求每個開關(guān)周期內(nèi)電感初始電流等于輸出電流時的對應(yīng)電感的電感量，當電感小于此值時輸出紋波會隨電感量的增加而變化明顯，而當電感量大于此值LX時輸出紋波隨電感量變化的影響幾乎不再變小，由于增加電感量可以減小磁滯損耗，另外考慮輸入波動等其他方面的影響取L60UH。輸出電容的選擇輸出濾波電容C起濾波和平滑輸出直流電壓，減小其脈動的作用。輸出電容的大小和開關(guān)頻率、紋波電流、二次諧波電流、輸出直流電壓、輸出紋波電壓、功率及輸出保持時間有關(guān)。電容一般要采用低損耗，高紋波電流型的電解電容，容值C取200UF。開關(guān)管的選擇由于開關(guān)頻率大于20KHZ，所以選MOS管。對MOS主要關(guān)心的是導(dǎo)通損耗，應(yīng)選導(dǎo)通電阻小的MOS管。開關(guān)管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此選擇IRFP460，UDSS500V，RDSON027，ID20A。升壓二極管的選擇選反向恢復(fù)時間小，高頻快速恢復(fù)二極管。二極管的額定電流必須大于電感上電流的最大峰值，并留有一定的裕度。因此選擇APT30S60B，30A600V，反向恢復(fù)時間25NS。35本章小結(jié)本章節(jié)主要工作為對硬件電路的設(shè)計，主要工作對APFC整流電路的MOSFET的驅(qū)動電路的設(shè)計，有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計，硬件方面選擇了UC3854芯片以及主電路元器件的參數(shù)，對UC3854芯片進行了介紹，對主要電路元件的參數(shù)進行了理論計算和選擇。第4章控制電路的設(shè)計41幾種控制策略的比較有源功率因數(shù)校正APFC法，就是在整流器和負載之間接一個DCDC變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦波形，從而把功率因數(shù)提高到099更高。由于有源功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)模式有若干種，需要進行比較后確定一種結(jié)構(gòu)。根據(jù)輸入電流的控制原理分平均電流型如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續(xù)調(diào)制模式CCM。這種控制方式的優(yōu)點是恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積?。荒芤种崎_關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點是控制電路復(fù)雜；須用乘法器和除法器；須檢測電感電流；需電流控制環(huán)路。滯后電流型如CS3810，工作頻率可變，電流達到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流。峰值電流型如ML4831、MC34262，工作頻率可變，采用不連續(xù)調(diào)制模式DCM。DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，主要缺點是功率因數(shù)和輸入電壓與輸出電壓的比值有關(guān)，即當輸入電壓變化時，功率因數(shù)PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨輸入電壓與輸出電壓的比值的加大而總諧波失真系數(shù)變大；開關(guān)管的峰值電流大在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)器件的峰值電流為CCM的兩倍，從而導(dǎo)致開關(guān)管損耗增加。所以在大功率APFC電路中，常采用CCM方式。電壓跟蹤控制型如ML4813、SG3561，工作頻率固定，采用不連續(xù)調(diào)制模式10。411平均電流型圖41用平均電流控制的BOOSTPFC電路原理圖其工作原理的實質(zhì)是借助功率開關(guān)管有規(guī)律的通斷，通過整流橋?qū)㈦娫炊搪?，使得電感L不斷地儲存能量，并且將全部儲能或者部分儲能釋放到直流側(cè)的電解電容C0，目標是獲得與電源電壓同步的正弦輸入電流波形和穩(wěn)定的直流輸出電壓。控制方式采取雙環(huán)控制，“外環(huán)”電壓環(huán)和“內(nèi)環(huán)”電流環(huán)。乘法器負責將電壓誤差放大器輸出、輸入電壓參考波形與電源電壓有效值二次方的倒數(shù)相乘，得到綜合的電流參考信號。電源電壓有效值二次方的倒數(shù)可以用來調(diào)節(jié)輸入電壓范圍，以滿足寬范圍電壓供電的要求。電壓閉環(huán)負責將給定電壓與實際電壓進行誤差放大，目標是維持輸出電壓穩(wěn)定。電流閉環(huán)負責將電流參考信號與實際檢測電流信號相比較后進行PI調(diào)節(jié)，并產(chǎn)生最終控制信號，與三角載波比較后得到實際PWM信號，驅(qū)動功率開關(guān)管，RS為檢測電流用低阻值無感電阻，流過它的電流即升壓電感L的電流，作為電流閉環(huán)PI調(diào)節(jié)器的一個輸入。電感L的電流經(jīng)過輸入電容C的吸收之后得到紋波電流比較低的正弦輸入電流，且與輸入電壓同步11。412滯環(huán)電流型UIDCLQRULUOUDIIIL1/UM乘法器PIUDUDUOILUOIL電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)IL圖42滯環(huán)比較法控制的原理框圖基本原理是電壓外環(huán)的任務(wù)是得到可以實現(xiàn)控制目標的電感電流指令值IL,給定輸出電壓UO減去測量到的實際輸出電壓UO的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令I(lǐng)L，測量到的整流橋出口電壓UD除以其幅值UM后，可以得到表示UD波形的量UD，UD為幅值為1的正弦波，相位與UD相同，IL與UD相乘，便可以得到電感電流的指令值IL。IL為與UD同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓UO的大小。電流內(nèi)環(huán)的任務(wù)是通過控制開關(guān)管Q的通斷，使實際的電感電流IL跟蹤其指令值IL。此處采用滯環(huán)控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當Q導(dǎo)通是電感電流增大，二當Q關(guān)斷時電感電流減小。令I(lǐng)L減去IL。若差值ILMIN（ILMIN0），則令Q關(guān)斷，以減小IL。通過滯環(huán)控制，可以保證實際的電感電流IL在其指令值IL附近波動，波動的大小與滯環(huán)寬度有個，即與設(shè)定的ILMAX和ILMIN有關(guān)12。42雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)的設(shè)計421電流環(huán)路的設(shè)計電流環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)，應(yīng)有盡可能高的低頻增益以減小穩(wěn)態(tài)誤差；為使系統(tǒng)穩(wěn)定地運行，必須對電流環(huán)路進行補償；電流調(diào)節(jié)器的零點必須處于或小于最大截止頻率，此時系統(tǒng)剛好有45的相角裕量；為了消除系統(tǒng)在開關(guān)頻率處對噪聲的敏感，應(yīng)在電流調(diào)節(jié)器中引入一個極點，極點的頻率為1/2開關(guān)頻率，當極點頻率大于1/2開關(guān)頻率時，極點就不會對電流環(huán)路的頻率響應(yīng)產(chǎn)生影響；開關(guān)頻率處應(yīng)呈現(xiàn)衰減特性，以消除環(huán)路中的開關(guān)噪聲；環(huán)路應(yīng)有盡可能高的穿越頻率，以實現(xiàn)快速跟隨；環(huán)路應(yīng)有足夠的穩(wěn)定裕量，使電路具有強魯棒性。422電壓環(huán)路的設(shè)計為了電路穩(wěn)定地工作，必須對電壓控制環(huán)進行補償，但因為電壓控制環(huán)路的帶寬比開關(guān)頻率要小，所以對電壓控制環(huán)路的要求，主要是為了保證輸入失真最小。首先，環(huán)路的帶寬必須足夠低，以衰減輸出電容上電網(wǎng)頻率的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制量較??；其次，電壓誤差放大器必須有足夠的相移，使得調(diào)制出的信號能夠與輸入電壓保持同相，從而獲得較高的功率因數(shù)。電壓環(huán)開環(huán)為一階積分系統(tǒng)。為了減少二次諧波電流引起的失真，電壓誤差放大器須引入一個極點進行補償，以減小諧波電壓的幅度并提供90的相移。43本章小結(jié)本章節(jié)主要工作為對于MOSFET的控制策略的選擇設(shè)計，對比了多種控制方式的優(yōu)缺點，重點為對平均電流法以及滯環(huán)電流法的原理比較，以及對于滯環(huán)方案中的雙閉環(huán)系統(tǒng)中的電壓環(huán)電流環(huán)的設(shè)計。第5章MATLAB仿真實驗51仿真模型的搭建511選取器件在SIMULIK中的SIMPOWERSYSTEMS中選取以下仿真器件PIDCONTROL（PID調(diào)節(jié)器）、RELAY（滯環(huán)比較器）、單相AC電壓源、電流和電壓測量表、UNIVERSALBRIDGE（通用橋電路）、MOSFET（金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管）、DIODE（電力二極管）、GAIN（濾波器）、SERIESRLCRRANCH（RLC器件）、PRODUCT（乘法器）、CONSTANT（常數(shù)）、SCOPE（示波器）、DIVIDE除法器、POWERGUI（仿真的工作環(huán)境）、DISPLAY（顯示器）、DISCRETEMEANVALUE（離散平均值測量器）、ACTIVEREACTIVEPOWER（功率測量器），得到如圖41所示的仿真電路圖。圖51MATLAB整流電路仿真電路圖512主封裝圖以及各子系統(tǒng)圖52主電路封裝圖圖53SUBSYSTEM圖54SUBSYSTEM1圖55SUBSYSTEM2仿真模型的設(shè)計圖52為構(gòu)建的BOOST型的（APFC）的總體結(jié)構(gòu)框圖，其中，220V50HZ的交流電，經(jīng)過通用整流橋?qū)崿F(xiàn)整流過程，后面為BOOST型的（APFC）整形電路，采用為，電壓電流的雙閉環(huán)的結(jié)構(gòu)，根據(jù)電流滯環(huán)控制的方式控制MOSFET管，其中，電壓環(huán)為恒定輸出電壓，電流內(nèi)環(huán)通過滯環(huán)控制跟蹤輸入電壓的相位，實現(xiàn)有源功率因數(shù)的校正，整體結(jié)構(gòu)中包括幾個子系統(tǒng)模塊。圖53為有功功率因素計算的模塊，通過MATLAB的一些數(shù)學(xué)功能計算PF的值；圖54為驅(qū)動MOSFET的控制環(huán)節(jié)，通過反饋電壓信號，PID調(diào)節(jié)器，加法器，乘法器，滯環(huán)結(jié)構(gòu)等功能模塊搭建；圖55以MOSFET為基礎(chǔ)的BOOST電路基本結(jié)構(gòu)，由MOSFET管，升壓電感和二極管構(gòu)建成。52仿真參數(shù)與波形輸入電壓（網(wǎng)側(cè)電壓）有效值為220V，頻率為50HZ；輸出電壓指令UO為400V電感L6MH，電容C320UF負載電阻R160在二極管整流橋中，RS1E6F，CS1E6F，RON0，VF0；開關(guān)管Q采用MOSFET，RON0001，LON0。RD001，VF0，IC0，RS1E5，CSINF；BOOST電路中二極管參數(shù)，RON0001，LON0，VF08V，IC0，RS500，CS250E9F。圖56輸出電壓UO的仿真圖57UI和II的仿真波形0005010150202503035040450500102030405060708091PF圖58功率因素PF仿真波形仿真波形的分析通過所搭建的MATALB的仿真模型的仿真結(jié)果，圖56為輸出電壓的波形，可以看出整流后的電壓為基本穩(wěn)定的400V左右，含有比較明顯的紋波分量；圖57為有功功率因數(shù)校正后的電壓電流波形，顯然可以看出在采取APFC校正后，電流波形跟蹤電壓波形基本實現(xiàn)了同相位，具有較高的功率因數(shù)；圖58為有功功率因數(shù)的仿真波形圖，更加直觀的體現(xiàn)了APFC校正后較高的功率因數(shù)。53仿真結(jié)論根據(jù)UD和IL的仿真波形如圖所示從波形可以看出UD和IL的相位角大致相同，可見控制的效果很好，這滿足控制器實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且功率因素為近似1的要求；而達到了APFC的目的，從功率因素的仿真波形也可以看出，達到了設(shè)計效果。54本章小結(jié)本章節(jié)主要工作為搭建了MATALB的仿真模型，根據(jù)構(gòu)建的電路模型對所設(shè)計的APFC整流電路進行仿真，并對仿真波形的結(jié)果進行了分析，由仿真波形的結(jié)果可以看出，該電路的設(shè)計基本達到了設(shè)計要求，實現(xiàn)了電壓電流的同相位，實現(xiàn)了較高有功功率因數(shù)的整定。第6章總結(jié)與展望本文所做的重要工作主要是對電力電子中整流電路的基礎(chǔ)部分進行了研究，對PWM整流以及APFC整流技術(shù)進行了研究，在學(xué)習中，主要對兩種整流方案的設(shè)計及其控制進行了了解比較，對于APFC方案的設(shè)計中，主要是APFC整體電路的設(shè)計布局；MOS管驅(qū)動電路的設(shè)計，即電流滯環(huán)比較法控制系統(tǒng)的研究；最后以及MATLAB仿