數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)應(yīng)用與仿真-092413資料

1、摘要 與模擬通信相比， 數(shù)字通信具有許多優(yōu)良的特性， 它的主要缺點就是設(shè)備復(fù) 雜并且需要較大的傳輸帶寬。 近年來， 隨著大規(guī)模集成電路的出現(xiàn)， 數(shù)字系統(tǒng)的 設(shè)備復(fù)雜程度和技術(shù)難度大大降低， 同時高效的數(shù)字壓縮技術(shù)及光纖等大容量傳 輸介質(zhì)的使用，使得數(shù)字傳輸方式日益受到歡迎。 目前，雖然數(shù)字基帶傳輸不如帯通傳輸那樣廣泛應(yīng)用，但對于基帶傳輸系統(tǒng) 的研究仍是十分有意義的。 文中首先針對要求進(jìn)行了相關(guān)理論的探討， 并采用 SIMULLINK軟件對所設(shè)計 的基帶傳輸系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析，進(jìn)一步加深了對數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的認(rèn)識。 關(guān)鍵詞 ： 數(shù)字基帶傳輸 ,SIMULINK 隨著數(shù)字技術(shù)的飛速發(fā)展與數(shù)字器件的

2、廣泛使用 , 數(shù)字信號處理在通信 系統(tǒng)中的應(yīng)用已經(jīng)越來越重要。 數(shù)字信號傳輸系統(tǒng)分為基帶傳輸系統(tǒng)和頻帶傳輸 系統(tǒng)，本次綜合訓(xùn)練就是為了研究數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)而進(jìn)行的。 數(shù)字信號的傳輸方式按其在傳輸中對應(yīng)的信號的不同可分為數(shù)字基帶傳輸 系統(tǒng)和數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)。 不使用調(diào)制和解調(diào)而直接傳輸數(shù)字基帶信號的系統(tǒng)稱 為數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)。 雖然在實際使用的數(shù)字通信系統(tǒng)中基帶傳輸不如頻帶傳輸 那樣廣泛，但是，對于基帶傳輸系統(tǒng)的研究仍然是十分有意義的。 1） 在頻帶傳 輸制式里同樣存在基帶傳輸?shù)膯栴} （ 如碼間干擾等 ） ，因為信道的含義是相對的， 若把調(diào)制解調(diào)器包括在信道中 （如廣義信道 ），則頻帶傳輸就變成

3、了基帶傳輸。 可 以說基帶傳輸是頻帶傳輸?shù)幕A(chǔ)。 2） 隨著數(shù)字通信技術(shù)的發(fā)展，基帶傳輸這種 方式也有迅速發(fā)展的趨勢。 目前 , 它不僅用于低速數(shù)據(jù)傳輸 , 而且還用于高速數(shù)據(jù) 傳輸。3） 理論上也可以證明， 任何一個采用線性調(diào)制的頻帶傳輸系統(tǒng)， 總是可以 由一個等效的基帶傳輸系統(tǒng)所替代。 目錄 第 1 章 基帶傳輸系統(tǒng)的方案設(shè)計 4 1.1 基帶系統(tǒng)傳輸模型與工作原理 4 1.2 基帶系統(tǒng)設(shè)計方案 4 1.2.1 信源 4 1.2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器 5 1.2.3 信道 5 1.2.4 抽樣判決器 5 1.3 基帶系統(tǒng)設(shè)計中的碼間干擾與噪聲干擾 5 第 2 章 基帶通信系統(tǒng)的仿真分

4、析 7 2.1 信源 7 2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器、信道 8 2.3 抽樣判決器 8 第 3 章 仿真結(jié)果分析 10 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)計總圖及各點輸出波形 10 3.2 眼圖觀測結(jié)果 11 3.3 發(fā)送信號與接收信號的功率譜 12 3.4 傳輸過程中的誤碼率 12 3.5 遇到的問題及解決方案 12 總結(jié) 13 參考文獻(xiàn) 14 致謝 15 第 1 章 基帶傳輸系統(tǒng)的方案設(shè)計 1.1 基帶系統(tǒng)傳輸模型與工作原理 基帶系統(tǒng)傳輸模型如圖 1.1 所示。 n(t) (1) 系統(tǒng)總的傳輸特性為 H()=GT()C( )GR()，n(t) 是信道中的噪聲。 ( 2) 基帶系統(tǒng)的工作原理： 信源

5、是不經(jīng)過調(diào)制解調(diào)的數(shù)字基帶信號， 信源在發(fā) 送端經(jīng)過發(fā)送濾波器形成適合信道傳輸?shù)拇a型，經(jīng)過含有加性噪聲的有線信道 后，在接收端通過接收濾波器的濾波去噪， 由抽樣判決器進(jìn)一步去噪恢復(fù)基帶信 號，從而完成基帶信號的傳輸。 1.2 基帶系統(tǒng)設(shè)計方案 1.2.1 信源 ( 1) 常見的基帶信號波形有：單極性波形、雙極性波形、單極性歸零波形和雙 極性歸零波形。雙極性波形可用正負(fù)電平的脈沖分別表示二進(jìn)制碼“ 1”和“0”， 故當(dāng)“1”和“O”等概率出現(xiàn)時無直流分量，有利于在信道中傳輸，且在接收端 恢復(fù)信號的判決電平為零， 抗干擾能力較強。 而單極性波形的極性單一， 雖然易 于用 TTL，CMOS電路產(chǎn)生，

6、但直流分量大，要求傳輸線路具有直流傳輸能力，不 利于信道傳輸。 ( 2) 歸零信號的占空比小于 1，即：電脈沖寬度小于碼元寬度，每個有電脈沖 在小于碼元長度內(nèi)總要回到零電平，這樣的波形有利于同步脈沖的提取。 ( 3) 基于以上考慮采用雙極性歸零碼曼徹斯特碼作為基帶信號。 1.2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器 基帶系統(tǒng)設(shè)計的核心問題是濾波器的選取， 根據(jù)分析，為了使系統(tǒng)沖激響應(yīng) h(t) 拖尾收斂速度加快， 減小抽樣時刻偏差造成的碼間干擾問題， 要求發(fā)送濾波 器應(yīng)具有升余弦滾降特性； 要得到最大輸出信噪比， 就要使接收濾波器特性與其 輸入信號 的頻譜共 扼 匹配 同時 系統(tǒng) 函數(shù) 滿足： H( )

7、=GT( )GR( ) 考 慮 在 t0 時 刻 取 樣 ， 上 述 方 程 改 寫 為 H( )=GT( ) ，GR() ，于是求解出， 因此，在構(gòu)造最佳基帶傳輸系統(tǒng)時要使用平方根升余弦濾波器作為發(fā)送端和接收 端的濾波器。 1.2.3 信道 信道是允許基帶信號通過的媒質(zhì)， 通常為有線信道， 如市話電纜、 架空明線 等。信道的傳輸特性通常不滿足無失真?zhèn)鬏敆l件， 且含有加性噪聲。 因此本次系 統(tǒng)仿真采用高斯白噪聲信道。 1.2.4 抽樣判決器 抽樣判決器是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時刻 ( 由位定時脈沖 控制) 對接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號。抽樣判 決關(guān)鍵在

8、于判決門限的確定，由于本次設(shè)計采用雙極性碼，故判決門限為0。 1.3 基帶系統(tǒng)設(shè)計中的碼間干擾與噪聲干擾 碼間干擾及噪聲干擾將造成基帶系統(tǒng)傳輸誤碼率的提升， 影響基帶系統(tǒng)工作 性能。 1.3.1 碼間干擾及解決方案 碼間干擾： 由于基帶信號受信道傳輸時延的影響， 信號波形將被延遲從而擴(kuò) 展到下一碼元，形成碼間干擾，造成系統(tǒng)誤碼。 解決方案： (1) 要求基帶系統(tǒng)的傳輸函數(shù) H() 滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則。若不能滿足奈奎 斯特第一準(zhǔn)則，在接收端加入時域均衡，減小碼間干擾。 (2)基帶系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù) H() 應(yīng)具有升余弦滾降特性。如圖 1.2 所示。這樣 對應(yīng)的 h(t) 拖尾收斂速度快，能夠減小抽

9、樣時刻對其他信號的影響即減小碼間 干擾。 圖 1.2 升余弦滾降特性 1.3.2 噪聲干擾及解決方案 噪聲干擾：基帶信號沒有經(jīng)過調(diào)制就直接在含有加性噪聲的信道中傳輸， 性噪聲會疊加在信號上導(dǎo)致信號波形發(fā)生畸變。 解決方案： （ 1）在接收端進(jìn)行抽樣判決； （ 2）匹配濾波，使得系統(tǒng)輸出信噪比最大。 第 2 章 基帶通信系統(tǒng)的仿真分析 2.1 信源 曼徹斯特的編碼規(guī)則是這樣的，即將二級制碼“ 1”編成“ 10 ，將“ 0”碼 編成“ 01”，在這里由于采用了二進(jìn)制雙極性碼，則將“ 1”編成“ +1-1 ”碼，而 將“0”碼編成“-1+1”碼。根據(jù) 31 小節(jié)的理論分析，采用 SIMULINK中的

10、 Bernoulli Binary Generator（ 不歸零二進(jìn)制碼生成器 ） 、 Unipolar to Bipolar Converter （單極性向雙極性轉(zhuǎn)換器） 、Pulse Generator（ 脈沖生成器 ） 、Constant（ 常數(shù)源 模塊） 、Add（加法器）、Product （乘法器）、Scope（示波器 ） 構(gòu)成曼徹斯特碼的生 成電路。 模型連接方法如圖 2.1 所示： 圖 2.1 信源的連接模塊 圖 2.2 曼切斯特碼 模塊參數(shù)設(shè)置： Bernoulli Binary Generator（ 不歸零二進(jìn)制碼生成器 ） 的 Prpbability of a zero（

11、零碼概率 ）設(shè)為 05，Sample time（ 采樣時間 ）設(shè)為 0.001 。 Pulse Generator（ 脈沖生成器 ） 的 Amplitude（ 幅度） 設(shè)為 2，Period 設(shè)為 2，Pulse width （ 脈沖寬度）設(shè)為 1，占空比為 1/2， Phase delay（ 相位延遲 ）設(shè)為 0，表 示不經(jīng)過延遲， Sample time 設(shè)置為 1/2000 。 Unipolar to Bipolar Converter（單極性向雙極性轉(zhuǎn)換器）的 M-ary number 設(shè)為 2。Constant（ 常數(shù)源模塊 ）的 Constant value 設(shè)為-1。 Berno

12、ulli Binary Generator 用于產(chǎn)生 1 和 0 的隨機(jī)信號，經(jīng)過 Unipolar to Bipolar Converter 變?yōu)殡p極性信號； Pulse Generator 用于產(chǎn)生占空比為 1/2 的單極性歸零脈沖 （2020） ，經(jīng)過 Add 加法電路減一后成為雙極性脈沖 （+1-1+1-1） 。兩路雙極性信號成為乘法器 Product 的輸入， 相乘后的結(jié)果是： 第 1 路不歸零碼的 1 碼與第 2 路 （+1-1） 碼相乘得到 （+1-1） ，第 1 路 -1 碼與第 2 路 （+1-1） 碼相乘得到 （-1+1） 碼，這就是曼徹斯特碼。 2.2 發(fā)送濾波器和接收濾

13、波器、信道 為了減小碼間干擾， 在最大輸出信噪比時刻輸出信號， 減小噪聲干擾， 傳輸 模塊由 Upsample（內(nèi)插函數(shù) ） 、 Discrete Filter根升余弦傳輸濾波器、 AWGN Channel（ 高斯信道 ） 、 Discrete Filter根升余弦接收濾波器模塊組成，其設(shè)計 框圖如圖 2.3 所示： 圖 2.3 傳輸模塊 模塊參數(shù)設(shè)置： Upsample 的 Upsample factor 設(shè)為 10， Discrete Filter 根升余弦傳輸濾波器的 Numerator 設(shè)為 rcosine（2,10,fir/sqrt,0.5,10） ， Sample time 設(shè)為

14、1/10000，AWGN Channel高（ 斯信道）的Mode選為 SNR，SNR設(shè) 為 11，Discrete Filter根升余弦接收濾波器設(shè)置與傳輸濾波器模塊相同。 23 抽樣判決器 利用 Pulse Generatorl 、Product 、Relay 、Triggered Subsystem、Downsample 構(gòu)成抽樣判決電路，并通過 Pulse Generatorl 、Constant 、 Add、Product 模塊 對接收到的曼徹斯特碼進(jìn)行解碼，其抽樣判決電路及曼徹斯特碼解碼電路如圖 2.4 所示： 圖 2.4 抽樣判決電路 模塊參數(shù)設(shè)置： Pulse Generator

15、l 的 Amplitude 設(shè)為 1， Period 設(shè)為 10， Pulse width 設(shè)為 1， Sample time 設(shè)為 1/20000 ；Relay 的 Switch on point 和 Switch off point 都設(shè)為 0，Output when on 設(shè)為 1，Output when off 設(shè)為 -1 ， 當(dāng)采樣點的幅值大于 0 則判為 1，小于 0 則判為 -1 ；Downsample的 Downsample factor 設(shè)為 10；曼徹斯特碼解碼模塊與編碼模塊設(shè)置相同。兩路雙極性信號成 為乘法器 Product 的輸入，相乘后的結(jié)果是：第 1 路不歸零碼的(

16、 +1-1 )碼與第 2 路(+1-1) 碼相乘得到 +1 碼，第 1 路( -1+1 )碼與第 2 路(+1-1) 碼相乘得到 -1 碼，這就對曼徹斯特碼進(jìn)行了解碼。 第 3 章 仿真結(jié)果分析 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)計總圖及各點輸出波形 基帶傳輸系統(tǒng)的設(shè)計總圖以及傳輸過程中的各點波形分別如圖 3.1 所示： 圖 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)的總圖 Scope1 的波形如圖 3.2 所示： 圖 3.2 Scope1 的波形 第一行波形是對曼徹斯特碼進(jìn)行 10 被升速率采樣后的波形，將該信號送到 傳輸濾波器中， 濾除高頻成分得到第二行波形， 第三行是第二行波形進(jìn)過加性高 10斯白噪聲信道傳輸并通過接收濾

17、波器濾除噪聲后的波形， 第四行是經(jīng)過抽樣判決 器抽樣和判決再生產(chǎn)生的曼徹斯特碼。 Scope2 的波形如圖 3.3 所示： 圖 3.3 Scope2 的波形 從圖中的波形來看， 傳輸是有效的。 第一行是信源端發(fā)送的信號波形， 第二 行是接收端收到的信號波形， 與第一行的基帶信號比較， 波形相同， 這說明所設(shè) 計的基帶系統(tǒng)沒有產(chǎn)生誤碼，達(dá)到了抗碼間干擾和抗噪聲干擾的目的。 3.2 眼圖觀測結(jié)果 下圖為接收濾波器觀察到的眼圖， 從圖中可看出，在信噪比為 15 dB下觀察眼圖， “眼睛”睜開的角度很大，且沒有“雜線” ，說明系統(tǒng)在該信噪比下具有很好的 抗碼間干擾能力。眼圖如圖 3.4 所示： 圖 3

18、.4 眼圖觀測結(jié)果 11 圖 3.5 發(fā)送信號與接收信號的功率譜 左邊為發(fā)射信號功率譜 , 左邊為及接收信號功率譜 3.4 傳輸過程中的誤碼率 加性高斯白信道信噪比如圖 3.6 所示： 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 (SNR)為 11dB 時誤碼率約為 0.0002 (SNR)為 12dB 時誤碼率約為 0.00003 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 (SNR)為 13dB 時誤碼率為 0 圖 3.6 加性高斯白信道信噪比 通過上圖的分析 , 誤碼率產(chǎn)生的主要原因是信道中信噪比的大小 ,噪聲過大 會對信號造成干擾 , 從而使接收端產(chǎn)生誤碼。 3.5 遇到的問題及解決方案 ( 1) 噪聲功率過大使誤碼率過大 , 提高加性高斯白噪聲信道的信噪比，減小噪 聲功率使信號得到有效傳輸。 ( 2) 接收波形與發(fā)送波形有延時，誤碼率太大，調(diào)整 Integer Delay 的延時參 數(shù)，使發(fā)送信號波形與接收信號波形同步。 ( 3) 課程設(shè)計過程中多次出現(xiàn)錯誤提示， 通過修改模塊參數(shù)、 算法以及某些模 塊的取舍消除錯誤。 12 總結(jié) （ 1） 噪聲功率過大使誤碼率過大 , 提高加性高斯白噪聲信道的信噪比，減小噪 聲功率