無線接入的基本技術(shù)PPT課件

1、2. 三種無線接入方式的收發(fā)信機(jī)的構(gòu)成3. 蜂窩通信的概念第1頁/共106頁2.2 數(shù)字調(diào)制與解調(diào)2.2.1 數(shù)字調(diào)制 1. GMSK（Gaussian Minimum Shift Keying） (1) FSK（Frequency Shift Keying） 傳輸“1”碼時，輸出載頻 傳輸“0”碼時，輸出載頻1f2f1122cos() code 1( )cos() code 0FSKAtStAtFSK的簡單表示法12( )() cos() cos0 p(p1 (1-p)(1 pFSKnSnSnnnnnSta g tnTta g tnTtaaa以概率 出現(xiàn)）是 的反碼， 以概率 - 出現(xiàn)）FS

2、K的更專業(yè)表示法第2頁/共106頁FSK的相位：設(shè)f1對應(yīng)碼“1”，f2對應(yīng)碼“0”12CC, 21 0ffff令中心頻率 以 為基準(zhǔn)，碼“”的頻率低相位滯后碼“ ”的頻率高相位超前Cf2f 的相位1f的相位第3頁/共106頁例：碼流“0110100”的FSK發(fā)送信號相位遷移圖第4頁/共106頁定義調(diào)制指數(shù)FSK信號的功率譜密度圖形為121, SSSmff TTR功率譜密度特點(diǎn)：m增大，頻譜展寬。M=0.5時，頻譜的主要成份集中在載波附近（即使 采用隨機(jī)碼調(diào)制）第5頁/共106頁（2）MSK（Minimum Shift Keying） m=0.5的FSK稱為最小頻移健控 例：求MSK信號一個時

3、隙前后的相位變化（超前或滯后）。1C2C211FSK212, 2cos(22) cos(22)0 2 211 242 242CCSSSSSSfffffffffAf tftSAf tftttTfTmff Tf TmTfffTf 設(shè) 從到的相位變化量為當(dāng)時，對于MSK，每隔一個時隙，有 的相位變化。2第6頁/共106頁問題：12Smff Tm 頻譜展寬，頻譜利用率低m 頻譜窄，頻譜利用率高。m是否可以小于0.5？不可以原因：當(dāng)m很小時（f1和f2之差很?。?，接收機(jī)難以分辨出 和( )su t( )Mut傳號空號結(jié)論：m=1/2的FSK是頻移最小的數(shù)字調(diào)頻方式（3）GMSK 問題：MSK的頻譜利用率

4、高（所需帶寬小于2PSK),但頻譜特性不好。第7頁/共106頁3dBBbf高斯LPFMSKST(t)( )a t( )()1; 01; 11; 0( )0; OtherwisekSkkkkSa tb u tkTabatTu t 22 2( )( )( )22( )expln2ln2bbbbb ta tc tc tBB t( )b t0( )cos 2( )( )( )2TCtSStAf tttbdT第8頁/共106頁: 高斯濾波器的3dB帶寬與碼長的乘積bB T第9頁/共106頁2. 調(diào)制方式 QPSK4（1）QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) QPSK

5、的數(shù)學(xué)表達(dá)式( )cos 0,1,2,32ciiS ttkk0相2相相32相（0,0）（0,1）（1,1）（1,0）信號空間圖第10頁/共106頁為了用正交載波傳輸QPSK信號：同相信道：正交信道：QPSK信號：( )cos 0,1( )sin() 0,1IciiQciiS ttbbSttaa ( )( )( ) =cossin()IQciciS tS tSttbta第11頁/共106頁 QPSK信號的構(gòu)成0ib 1ib 0ia 1ia ( ,)iia b0ib 1ib 0ia 1ia (0,0)(0,1)（1,1）（1,0）特征：由于正交載波傳輸，兩個信道的信號互 不影響。第12頁/共106

6、頁 串并聯(lián)轉(zhuǎn)換與QPSK信號的頻譜( )cossin()ciciS ttbta設(shè)傳輸?shù)臄?shù)字信號序列為 ，需要將 進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換為 和 兩個序列。iCiC ib ia第13頁/共106頁延遲T秒QPSK 調(diào)制( )S t ia ib脈沖周期變?yōu)?TiCiC ia ib 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 1第14頁/共106頁 PSKQPSK因?yàn)?、 的重復(fù)頻率是PSK的一半，所以，QPSK占用的帶寬是PSK的一半 ia ib第15頁/共106頁 QPSK的電路框圖2PSK調(diào)相0 ib2移相cosct2PSK調(diào)相0 iaQPSKsinct第16頁/共10

7、6頁原理：( )cossin() =cossin1 (0)1 (0) , 1 (1)1 (1)ciciiciciiiiiiS ttbtattbaba ， ， 0，0 1，1 0，1 1，-1 1，1 1，0-1，-1-1，1ia ibii( )cossinicicS ttt( )cossinccS ttt ( )cossinccS ttt ( )cossinccS ttt( )cossinccS ttt第17頁/共106頁(0,1)（1,0）(0,0)(1,1)1,11,-1-1,-1-1,1cosctsinct第18頁/共106頁（2） QPSK4 QPSK的另一種電路S/P基帶信號生成器L

8、PFLPF2移相cosct 0,0 0,1 1,1 1.0datan34341414cosnsinn第19頁/共106頁(0,1)（1,0）(1,1)(0,0)I_ChQ_ChQPSK 星座圖和相位遷移圖相鄰兩個符號間的相位差： 0, , 2第20頁/共106頁 QPSK4Gray碼 QPSK的電路框圖與前面QPSK的框圖相同，只是基帶信號生成器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)不同4 0,0 0,1 1,1 1.0datan34341414Gray碼編碼器2stmT4jecosnsinn(21)stmT時鐘12CLKsfT Gray碼 QPSK基帶信號生成器4第21頁/共106頁當(dāng)2stmT時，Gray編碼器輸出的

9、n直接送給兩個信道 當(dāng)(21)stmT時，Gray編碼器輸出的n移相4，使4nn，然后送到兩個信道。信號空間圖是 兩個圖形的組合。2stmT(21)stmT第22頁/共106頁(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)2mStT(2m1)StT(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)(0,0)(0,1)(1,1)(1,0)的星座圖和相位遷移圖QPSK4(0,0)(0,0)(0,0)(0,1)(0,0)(1,1)(0,0)(1,0)第23頁/共106頁QPSKQPSK4和 的相位遷移比較QPSKQPSK40, , 23, 44絕對值最小的相位遷移為0絕對值最

10、小的相位遷移為4為什么采用 ？ 相位遷移會停留在同一個相位點(diǎn)上（例如00000110000）QPSK4 相位遷移不會停留在同一個相位電點(diǎn)上，至少有 的相位差。QPSK44即使連續(xù)出現(xiàn)相同的碼，相位也發(fā)生變化，便于時鐘恢復(fù)。 相位遷移通過原點(diǎn) QPSKQPSK4相位遷移不通過原點(diǎn)因?yàn)殡x開原點(diǎn)的距離表示了調(diào)制包絡(luò)線的振幅，所以 包絡(luò)線的振幅變化比 小QPSK4QPSK第24頁/共106頁基于上述原因:(a) 能夠減小由于發(fā)送放大器的非線性而引起 的頻譜擴(kuò)展(b) 能夠提高發(fā)送放大器的功率效率QPSK4QPSK4第25頁/共106頁3. 16 QAM調(diào)制方式（1） 基本概念：同時利用振幅變化和相位變

11、化的調(diào)制方式稱為振幅相位 調(diào)制方式（Amplitude and Phase Shift Keying ，ASPK) 16值A(chǔ)PSK：發(fā)送的載波采用正交載波 和 ，用包含 負(fù)振幅的4個值分別對兩個正交載波進(jìn)行振幅調(diào)制，然后 相加得到16值A(chǔ)PSK信號。因?yàn)槭遣捎谜惠d波進(jìn)行振幅 調(diào)制，所以稱為16 QAM（Quadrature Amolitude Modulation）cos2cf tsin2cf t第26頁/共106頁（2）16 QAM調(diào)制方式的基本傳輸信號的產(chǎn)生方法cos2cf tsin2cf t2a1a3a4a1b2b3b4b11c12c21c22ccos2cf tsin2cf t1a1b

12、11c2a1b21c1a2b12c2a2b22c第27頁/共106頁cos2cf tsin2cf t(00) (01) (11) (10)(00)(01)(11)(10)(0010) (0110) (1110) (1010)(0011) (0111) (1111) (1011)(0001) (0101) (1101) (1001)(0000) (0100) (1100) (1000)16 QAM的星座圖第28頁/共106頁2.2.2 采用導(dǎo)頻碼進(jìn)行信道估計1.移動無線電波的傳輸特性 （1）多經(jīng)傳輸導(dǎo)致多經(jīng)衰落 （2）時延擴(kuò)展和相干帶寬 （3）多普勒頻移 （4）平坦衰落和頻率選擇性衰落第29頁/

13、共106頁散射波反射波直射波折射波移動通信的電波傳播第30頁/共106頁多經(jīng)信號的幅度和 相位隨機(jī)變化 接收信號快速 衰落(20dB) 用波長歸一化的距離 (波長)由延遲波引起的衰落波型變化第31頁/共106頁 多經(jīng)傳播 時延擴(kuò)展 碼間干擾多經(jīng)傳播引起接收信號時延擴(kuò)展第32頁/共106頁信道的相干帶寬 BcBc是一個與時延擴(kuò)展相聯(lián)系的參數(shù),其值與時延擴(kuò)展 成反比1CBCWBB頻率選擇性衰落WB: 信號帶寬第33頁/共106頁cos21cos22coscosvtftvltvdld終端移動頻率偏移(多普勒頻移)多普勒頻移效應(yīng)第34頁/共106頁)(ts)(ts),(th)(tr),(th)(tr)

14、( fS)( fH)( fRCfCfCf平坦衰落：CSSBBT ,tttfff000STST第35頁/共106頁tttfffCfCfCf)(ts)(ts0ST00ST),(th)(tr)(tr),(th)( fS)( fH)( fR 頻率選擇性衰落：SCSTBB 第36頁/共106頁2. 信道估計 因?yàn)槎嘟?jīng)傳輸問題的存在，接收機(jī)的接收信號受到不同的衰落變化。為了進(jìn)行同步檢波，在接收機(jī)需要對接收信號的相位和幅度進(jìn)行估計（對衰落復(fù)包絡(luò)線進(jìn)行估計）。這種處理成為信道估計。3. 利用導(dǎo)頻碼（導(dǎo)頻信道）進(jìn)行信道估計 (1) 導(dǎo)頻信道的構(gòu)成 碼頻率時間導(dǎo)頻信道（c）碼分復(fù)用型（b）頻分復(fù)用型導(dǎo)頻信道導(dǎo)頻信

15、道（a）時分復(fù)用型第37頁/共106頁（2）相位變化補(bǔ)償原理 因?yàn)閷?dǎo)頻碼的發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制相位在接收端時事先已知的，所以導(dǎo)頻碼的接收相位/振幅可以作為參考相位/振幅。利用導(dǎo)頻碼可以在每個時隙內(nèi)計算信道的估計值W-CDMA方式，在上行專用物理信道（dedicated physical channel，DPCH）中，導(dǎo)頻碼作為專用物理控制信道（dedicated physical control channel，DPCCH）中的一部分被映射在Q信道上，而由編碼數(shù)據(jù)序列構(gòu)成的專用物理數(shù)據(jù)信道（dedicated physical data channel，DPDCH）則被映射在I信道上，并且，對DPCC

16、H和DPDCH都要進(jìn)行2相PSK（binary phase shift keying，BPSK）調(diào)制。另一方面，在下行鏈路的DPCH中，對DPCCH和DPDCH都進(jìn)行時間復(fù)用，數(shù)據(jù)調(diào)制采用QPSK調(diào)制方式。設(shè) 表示在第l條路徑（ ，L是Rake合成的路徑數(shù)）的第k個時隙中由于衰落引起的信道變化（是具有振幅和相位分量的復(fù)數(shù)量），如果用 表示 的估計值，則如圖2-10所示，可利用導(dǎo)頻碼的接收相位 求出 。如果用 表示第k個時隙中DPDCH的第n個符號通過第l條路徑的解擴(kuò)后的信號，將 與 的共軛復(fù)數(shù)相乘，可補(bǔ)償衰落引起的相位變化。 ( )lk0lL ( )lk( )lk( )lk),(knrl( ,

17、 )lr n k( )lk第38頁/共106頁)(),(*kknrll)()(kkllQ 信道發(fā)送的導(dǎo)頻符號相位變化補(bǔ)償后的編碼數(shù)據(jù)符號接收的編碼數(shù)據(jù)符號I 信道接收的導(dǎo)頻符號第39頁/共106頁(3) 的估計方法( )lk10),(1PNnlpknrN011J1J10)(kl) 1(kl)(Jkl)1( Jkl)(kl解擴(kuò)后的信號編碼數(shù)據(jù)符號#時隙k導(dǎo)頻信號#DDDDD1100( )()()JJiillliikkiki 加權(quán)系數(shù)選擇：衰落相關(guān)大的時隙用大的加權(quán)系數(shù) 衰落相關(guān)小的時隙用小的加權(quán)系數(shù)第40頁/共106頁2.3 DS-CDMA方式2.3.1 DS-CDMA原理發(fā)送數(shù)據(jù)信道編碼擴(kuò)頻碼

18、擴(kuò)頻頻率合成(MAI)濾波擴(kuò)頻碼解擴(kuò)數(shù)據(jù)解調(diào)信道解碼接收數(shù)據(jù)fWWWffffB(5MHz)B(5MHz)多址干擾數(shù)據(jù)調(diào)制第41頁/共106頁擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程用戶1用戶2發(fā)送數(shù)據(jù)序列發(fā)送數(shù)據(jù)序列擴(kuò)頻擴(kuò)頻符號序列擴(kuò)頻符號序列復(fù)合信號接收機(jī)端用戶1擴(kuò)頻碼復(fù)制品積分存儲恢復(fù)出用戶1的發(fā)送信息數(shù)據(jù)序列1111-11111-1111-1-11111-11 11 1-1-1-1-11111-1-1-1-1-1-1-12220 000 00222第42頁/共106頁W-CDMA收發(fā)信機(jī)的構(gòu)成MUXInter-leavingRatematchingChannelencodingCode blocksegmenta

19、tionCRCattachmentPilot bitsTPC bitsTransmitteddataQuadraturemodulatorD/ASquare-rootraised cosineNyquist filterSpreadingData mapping(QPSK)UpconverterPathsearcherTxamplifierTo antennaQuadraturedetectorA/DSquare-rootraised cosineNyquist filterDe-multiplexingLow noiseamplifier(OA-RA)DespreaderbankCohere

20、nt RakecombinerRecovereddataDownconverterAGCamplifierFromantennaSIRmeasurementTPCcommandgeneratorInter-leavingChanneldecodingCode blockmultiplexingBlock errordetection Transport Channel ATransport Channel B第43頁/共106頁數(shù)據(jù)調(diào)制波形：ss( )( )exp( )kkkiittdtb iuijiuiTT擴(kuò)頻碼波形：c( )( )kkitctpiuiT: 符號長度； : 碼片長度STCT1

21、 01( ) 0 othertu t ( ) kp i是( ) 1kp i的雙極性碼( )kb i是編碼信息數(shù)據(jù)序列( )/ 2/ 4; 0,1,2,3kijj對于QPSK調(diào)制第44頁/共106頁設(shè)上行鏈路中有K個通信用戶，第k(0,1,1)kk個用戶的發(fā)送信號通過多經(jīng)傳輸，接收端接收的信號 為：( )r t11,00( )2( )()()( )kLKkk lkk lkk lklr tSt c td tn t高斯噪聲分量延遲時間復(fù)數(shù)信道增益用戶k的發(fā)送功率約束條件12,0( )1kLk llEt第45頁/共106頁解擴(kuò)后的信號：利用第k個用戶在路經(jīng)l上擴(kuò)頻碼的副本，通過碼匹配濾波器對接收信號

22、解擴(kuò)s,s,(1)*,s,1,111( )( )()d 2 2( )()() +2( )()()( )k lk ljTk lkk ljTkkLkkkk lkk lk lk llllKLklk lk lkkkkk llkkkztr t c ttTS dSc t c tdtSc t ctdtN t發(fā)送數(shù)據(jù)信息序列， 是 的估計值,k lkS多經(jīng)干擾其他用戶的干擾（MAI)背景噪聲( )r t第46頁/共106頁1、接收信號是一個延遲時間不同的多個信號 的疊加2、解擴(kuò)信號中包括 小結(jié)：多經(jīng)干擾其他用戶的干擾背景噪聲3、系統(tǒng)允許的最大干擾功率和可容納的通信 用戶數(shù)由能夠滿足接收質(zhì)量的SIR決定。第47

23、頁/共106頁2.3.2 擴(kuò)頻碼 作為擴(kuò)頻碼的條件： 要求在同步時間內(nèi)（無時差）的自相關(guān)峰尖銳，而在其他的時間偏移內(nèi)自相關(guān)的絕對值很小。并且，在所有的時間內(nèi)，要求不同擴(kuò)頻碼之間互相關(guān)的絕對值很小。 滿足上述條件的碼有Gold碼Walsh碼SF個sCTSFT問題：正交Gold碼或Walsh碼只有SF個，如何增加系統(tǒng)容量？方法：重復(fù)利用SF個碼。如何重復(fù)利用？第48頁/共106頁重復(fù)利用SF個正交碼的方法：將正交碼乘以一個每個小區(qū)固有的，重復(fù)周期遠(yuǎn)大于信息碼長的擾頻碼，即采用兩階段擴(kuò)頻碼分配方案。 信道化碼信道化碼信道化碼（標(biāo)識用戶）擾頻碼（標(biāo)識小區(qū)）用戶1用戶N用戶2數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)第49頁/共10

24、6頁 因?yàn)橐揽繒r間同步系統(tǒng)可使各個小區(qū)之間具有相同的絕對時間信息，所以，可以用系統(tǒng)事先規(guī)定的某個時間對重復(fù)周期很長的擾頻碼進(jìn)行偏移而重復(fù)使用 小區(qū)間非同步方式： 因?yàn)楦鱾€小區(qū)間不存在相同的絕對時間信息，所以，每個小區(qū)需要采用特定的擾頻碼。 特定擾頻碼的分配方法及數(shù)量：小區(qū)間同步方式：第50頁/共106頁信道化碼（短碼，short code） ：重復(fù)周期等于符號的長度、碼片長度等于擴(kuò)頻因子的正交碼。正交Gold碼或Walsh碼可以作為信道化碼使用問題：SF不同，即符號速率不同的信道之間 采用什么碼？采用正交可變擴(kuò)頻因子（orthogonal variable spreading factor，O

25、VSF ）編碼方案。第51頁/共106頁OVSF編碼方案：Cch,1,0(1)SF1SF2SF4SF8Cch， 2， 0(1， 1)Cch， 2， 1(1， 1)Cch， 4， 0(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 1(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 2(1， 1， 1， 1)Cch， 4， 3(1， 1， 1， 1)Cch， 8， 0(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 1(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 2(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 3(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch

26、， 8， 4(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 5(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 6(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)Cch， 8， 7(1， 1， 1， 1， 1， 1， 1， 1)第52頁/共106頁 OVSF碼的生成方法是從(1)（SF=1）開始，按照式（2-6）所示的規(guī)則逐次生成下一層的OVSF碼： (1)(1)(1)(1)(1)(1)(1)(1)ch,2,0ch,2 ,0ch,2 ,0ch,2,1ch,2 ,0ch,2 ,0ch,2,2ch,2 ,1ch,2 ,1ch,2,3ch,2 ,1ch,2,22ch,2

27、,21 nnnnnnnnnnnnnnnCCCCCCCCCCCCCch,2 ,1ch,2 ,21ch,2 ,21ch,2 ,21ch,2 ,21 nnnnnnnnnCCCCC(2-6)第53頁/共106頁2.3.3 擴(kuò)頻調(diào)制IIIQQQIQQISD CD CSD CD CDPDCH : dedicated physical data channel; DPCCH : dedicated physical control channel，GDPDCH、GDPCCH: 信道的增益 DI、DQ: 信道化碼擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)序列的I分量和Q分量 CI、CQ: 擾頻碼的I分量和Q分量。 （復(fù)數(shù)擴(kuò)散法）DPDCH

28、CDPDCHGDPDCHDICQCIDPCCHCDPCCHDQGDPCCH+-SISQDPCH第54頁/共106頁2.3.4 擴(kuò)頻碼同步 擴(kuò)頻碼同步包含：初期捕獲（acquisition）和跟蹤（將同步時間保持在 個碼片以內(nèi)）兩個過程 解擴(kuò)器：采用滑動相關(guān)器和可實(shí)現(xiàn)高速同步的匹配濾波器（matched filter，MF）兩種方案 跟蹤：延遲鎖相環(huán)（delay locked loop，DLL）和T型抖動環(huán)（tau dither loop，TDL）是業(yè)界熟悉的采用方案 移動環(huán)境：各個路徑的接收功率及延遲時間均隨時間變化。在這樣的環(huán)境下，一般是根據(jù)功率延遲分布進(jìn)行路徑搜索，不使用DLL和TDL 。

29、 第55頁/共106頁CDMA系統(tǒng)中的時延擴(kuò)展第56頁/共106頁接收功率選擇的路徑Rake合成路徑選擇閾值背景噪聲功率電平Tc時間 在一個符號區(qū)間解擴(kuò)并生成功率延遲分布。根據(jù)生成的功率延遲分布，按照接收功率從大到小的順序選擇接收機(jī)具有的相關(guān)器、信道估計部分及相位變化補(bǔ)償部分（以上的模塊稱為Rake Finger）的個數(shù)，也就是選擇合成的路徑數(shù)目要等于Rake Finger的個數(shù)。 第57頁/共106頁Rake接收的原理分集合成器數(shù)據(jù)第58頁/共106頁 移動終端在開啟電源、進(jìn)入軟切換模式前或者處于通信等待的間斷接收模式時，需要檢測對瞬時衰弱變化進(jìn)行平均后的長區(qū)間變化以及由于陰影變化引起的路徑

30、損耗最小的小區(qū)。 這種處理是檢測下行鏈路中具有最大接收功率（解擴(kuò)后的相關(guān)峰功率）的公共導(dǎo)頻信道（common pilot channel，CPICH）的擾頻碼的小區(qū)。從對可接入無線鏈路的小區(qū)進(jìn)行搜索這個意義講，該過程稱為小區(qū)搜索。 2.4、4小區(qū)搜索第59頁/共106頁Call iCall i+1Holding timeStandby timePeriod of transmission of messagePeriod of no transmission of message 2.5 隨機(jī)接入方式1、呼叫與業(yè)務(wù)量第60頁/共106頁呼叫：通信接續(xù)要求（例如，電話，傳輸數(shù)據(jù)等）平均保留時間：

31、呼叫的平均接續(xù)時間業(yè)務(wù)量（Traffic Intensity) ：單位時間內(nèi)的總保留時間，單 位用Erlang表示。 對于一個多用戶通信系統(tǒng)，每個用戶產(chǎn)生的業(yè)務(wù)量為：1uAH平均保留時間每個用戶的呼叫平均發(fā)生率每個用戶的業(yè)務(wù)量假設(shè)系統(tǒng)有U個用戶，則系統(tǒng)的業(yè)務(wù)量為：uAUA第61頁/共106頁 假設(shè)系統(tǒng)中的信道數(shù)為N，且每個信道的業(yè)務(wù)量相等，則每個信道的業(yè)務(wù)量AN為：uNUAAN2. 呼損率與Erlang公式（B式）呼損率（Blocking probability，BP）：BP=呼叫成功的次數(shù)呼叫總數(shù)第62頁/共106頁Erlang B式：當(dāng)用戶產(chǎn)生了呼叫時，如果系統(tǒng)有空閑信道， 則用戶接入系統(tǒng)

32、；否則，該呼叫不能接入信 道成為呼損。 Erlang B式如下：0!CkCkACBPAkA：總業(yè)務(wù)量C：系統(tǒng)提供的信道數(shù)BP：呼損率第63頁/共106頁3. 隨機(jī)接入的方法(1) 純ALOHA方式第64頁/共106頁(2) 時隙化的ALOHA方式第65頁/共106頁(3) PRMA (Packet Reservation Multiple Access)Frame jFrame j+1已預(yù)約的時隙未預(yù)約的時隙用戶A在發(fā)送分組競爭中成功，獲得了一個時隙基站為用戶A預(yù)留了一個時隙 ，用戶A在后面的各幀中占用該時隙發(fā)送分組timetime第66頁/共106頁（4）W-CDMA采用的隨機(jī)接入 隨機(jī)接入

33、的工作構(gòu)成圖 PRACH：physical random access channel AICH ：acquisition indicator channel （捕獲指示信道）第67頁/共106頁前綴前導(dǎo)特征碼擾頻碼jjIjQIjQ數(shù)據(jù)部分Cdata增益系數(shù)控制部分Ccontrol增益系數(shù)第68頁/共106頁前綴（4096個碼片）:在發(fā)送消息部分之前發(fā)送的用于擴(kuò)頻碼同步檢測的短信號，采用全“1”的固定圖案進(jìn)行調(diào)制，采用由兩個符號序列的積（modulo 2）生成的符號序列進(jìn)行復(fù)數(shù)擴(kuò)頻。前導(dǎo)特征碼（preamble signature）：將16個碼片長的特征碼重復(fù)256次生成的編碼序列。前綴部分的

34、擾頻碼：移動終端通過下行鏈路的BCH接收到基站通知的長擾頻碼，從該長擾頻碼的第一個碼片開始取出的4096個碼片序列作為前綴部分使用的擾頻碼。 消息部分的擾頻碼：基站通過下行BCH通知的具有38400個碼片長度的長擾頻碼 第69頁/共106頁差錯控制包括： FEC （forward error correction）和ARQ （automatic repeat request）兩種方式 2.6.1 FECW-CDMA方式： 業(yè)務(wù)信道使用可獲得較大編碼增益的Turbo碼 控制信道使用卷積碼。 卷積碼包括碼率R=1/2, R=1/3和兩種類型，約束長度為9比特。 Turbo碼采用，約束長度為4比特的

35、編碼。圖2-21給出了Turbo碼編碼器和解碼器的一個例子。2.6差錯控制第70頁/共106頁 Turbo編碼器、解碼器構(gòu)成 RSC ：recursive systematic convolutional；遞歸系統(tǒng)卷積第71頁/共106頁2.6.2 速率匹配傳輸信道: 為了傳輸不同類型的數(shù)據(jù)而定義的信道，它由MAC層提供。一個物理信道能夠映射為信息速率及QoS（quality of service）不同的多個傳輸信道。傳輸塊: 在MAC層和第一層之間進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸?shù)幕締挝?第72頁/共106頁QoS: quality of service , 指BLER或BER 等保證QoS的方法： 1、利用

36、TPC改變SIR 根據(jù)衰落變動自動改變發(fā)送功率和調(diào)制方式，可使物理信道適應(yīng)于QoS（BLER或BER），從而保持一定的傳輸質(zhì)量。 一般情況下，根據(jù)QoS的不同，采用自適應(yīng)高速TPC 中的外環(huán)控制，使目標(biāo)希望波信號功率與干擾波信號功率之比SIR值發(fā)生變化，以改變平均接收（發(fā)送）功率的方法能夠達(dá)到適應(yīng)于QoS的質(zhì)量要求。 問題：在物理信道的一個無線幀（10ms）內(nèi)，其目標(biāo)SIR是一定的，因而平均接收功率也是一定的 。 第73頁/共106頁 2、采用比特重復(fù)和鑿孔進(jìn)行速率匹配 為了在一個物理信道上傳輸QoS不同的多個傳輸信道，在相同發(fā)射功率條件下，采用改變被映射到物理信道上的編碼數(shù)據(jù)序列的比特數(shù)的方

37、法，能夠同時滿足各個傳輸信道所要求的不同QoS值（速率匹配）。 對于編碼數(shù)據(jù)序列，以一定的周期重復(fù)插入比特，可以提高解碼后的收信質(zhì)量；反之，以一定的周期，從糾錯編碼比特序列中抽取比特序列，就會使解碼后的接收質(zhì)量下降。速率匹配就是根據(jù)這種原理實(shí)現(xiàn)的。 第74頁/共106頁2.6.3 重發(fā)控制發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間#1#2重發(fā)#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKACK#1#2#3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBack

38、N ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)重發(fā)#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ （a） Stop-and-Wait ARQ 重發(fā)控制方式（1） 等停式第75頁/共106頁發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間#1#2重發(fā)#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKACK#1#2#

39、3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBackN ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)重發(fā)#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ（b）Go-Back-N ARQ（2） 回退N式第76頁/共106頁發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間#1#2重發(fā)#2#3ACKNACKACK#1#2#2(a) StopandWait ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)#1#2#3#4#5#3#4#5#6#7#8ACKACKNACKACKACKACKACKACKAC

40、K#1#2#3#4#5#3#4#5#6#6(b) GoBackN ARQ發(fā)送端接收端往返傳輸延遲時間重發(fā)重發(fā)#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9#7ACKACKNACKACKACKACKACKNACKACK#1#2#3#4#5#3#6#7#8#9(c) SelectiveRepeat ARQ （c）Selective-Repeat ARQ（3） 選擇重傳式第77頁/共106頁 分組合成型組合ARQ組合ARQ是將信道編碼和ARQ組合在一起的ARQ控制方式。 （1）Type-I型組合ARQ方式 發(fā)送端在信息信號序列部分添加錯誤檢測比特，進(jìn)行信道編碼后發(fā)送分組，接收端對接收的分組進(jìn)

41、行糾錯解碼后，根據(jù)錯誤檢測碼進(jìn)行錯誤檢測。在檢測出錯誤時，廢棄包含錯誤的分組，給發(fā)送端反饋重發(fā)要求。發(fā)送端根據(jù)反饋的重發(fā)要求，采用與初次發(fā)送分組時同樣的信道編碼方式對該分組進(jìn)行信道編碼后，再重新發(fā)送。 Type-I型組合ARQ，因?yàn)榫C合使用了FEC和ARQ，在錯誤檢測之前進(jìn)行糾錯解碼，所以能夠改善分組差錯率、提高吞吐量。 第78頁/共106頁錯誤分組再利用 在Type-I型組合ARQ方式中，在接收端廢棄了檢測出錯誤的分組。雖然發(fā)生了錯誤的分組不具有可以正常解碼的接收質(zhì)量（接收信號能量），但是，它具有用于提高重發(fā)分組信號質(zhì)量（接收SINR）的有用信息。因此，可以不廢棄由CRC檢測出錯誤的分組，而

42、將其存儲在接收機(jī)的緩存中，此后與重發(fā)的分組一起構(gòu)成Rake合成的信號以進(jìn)行軟判決合成。這樣，采用對信道解碼前的每個信息比特的接收功率進(jìn)行軟判決合成的方法可以減小重發(fā)分組的解碼錯誤。 第79頁/共106頁(2)Chase 合成法 在Chase 合成法中，重發(fā)的分組和初期發(fā)送的分組是同一個分組，利用將重發(fā)分組和先前發(fā)送的分組進(jìn)行軟判決合成的方法（最大比合成），能夠改善接收SINR，減小分組解碼錯誤。 第80頁/共106頁3、增量冗余合成法 用碼率 對信息信號序列進(jìn)行糾錯編碼后，根據(jù)發(fā)送次數(shù)采用不同的消除規(guī)則進(jìn)行鑿孔編碼發(fā)送。若設(shè)鑿孔編碼后的碼率為R， 則（鑿孔編碼后的碼率大于糾錯編碼時的碼率）。因

43、此，初期發(fā)送分組時發(fā)送了信道編碼后的比特序列的子集。這種情況下，碼率為R，大于糾錯編碼時的碼率。這樣，因?yàn)橹匕l(fā)分組時發(fā)送了與初期發(fā)送的序列不同的子集的編碼序列，所以，在接收部分可以對保存在接收緩存中的初期接收分組及重發(fā)的分組進(jìn)行合成。采用這樣的方法，可以用鑿孔之前的碼率 進(jìn)行解碼，從而在獲得時間分集效果的基礎(chǔ)上提高編碼增益，以謀求接收性能的改善。 RRRRR第81頁/共106頁第82頁/共106頁2.7 多徑衰落對策 2.7.1 自適應(yīng)無線資源控制 問題：移動通信環(huán)境中，接收信號是多個時間延遲的反射波和散射波的合成信號。接收信號會受到： 由于基站和移動終端之間的距離產(chǎn)生的衰減； 由于高大建筑物

44、及地物等遮擋引起的陰影衰落； 由于移動終端周圍的建筑物、地物等反射和散射引起的瞬時衰落等傳輸變化。 小區(qū)邊緣的移動終端會受到來自周邊小區(qū)的很強(qiáng)的同信道干擾 接收信號的希望波功率與干擾功率之比SIR隨時間變化 第83頁/共106頁為了減小SIR隨時間變化的問題，采用自適應(yīng)發(fā)送功率控制（transmission power control，TPC）。 自適應(yīng)TPC：在保持物理信道的信息速率一定的前提下，根據(jù)接收信道的狀態(tài)自適應(yīng)地控制基站的發(fā)送功率，使移動終端獲得所需要的SIR。即在受到衰落變化使接收信號變小的情況下，增加發(fā)送功率以滿足所需接收SIR，來補(bǔ)償接收信號質(zhì)量的惡化。 基于SIR測量的高速

45、TPC應(yīng)用于上行及下行鏈路時，能夠用最小的發(fā)送功率保證所需要的接收信號質(zhì)量，達(dá)到增加系統(tǒng)容量的目的。特別是對于上行鏈路，為了解決遠(yuǎn)近問題， 必須采用高速TPC，以確?；窘邮盏礁鱾€移動終端的接收SIR是相等的。 第84頁/共106頁FER：Frame Error Rate RNC：Radio Network Controller BS2BS1RF回路A/D匹配濾波器Rake合成信道解碼外環(huán)SIR測量目標(biāo)SIRTPC指令內(nèi)環(huán)TPC指令發(fā)生器RNC合成選擇FER測量目標(biāo)SIR控制目標(biāo)FER基站對各個時隙中Rake合成信號的SIR進(jìn)行測量，生成一個欲使測量的SIR值等于目標(biāo)SIR值的二進(jìn)制TPC控制

46、比特，并通過反向鏈路（下行鏈路）上的DPCCH發(fā)送，移動終端根據(jù)控制比特控制發(fā)送功率的增減。 內(nèi)環(huán)控制第85頁/共106頁問題： 即使采用相同的SIR目標(biāo)值，由于傳輸路徑數(shù)、移動終端的移動速度（最大多普勒頻移）等傳輸環(huán)境以及SIR測量方法的差異，也未必能得到相同的接收質(zhì)量（BLER 或BER）。 利用外環(huán)測量長區(qū)間的接收質(zhì)量，基于該收信質(zhì)量的測量值，在緩慢的周期內(nèi)對目標(biāo)SIR進(jìn)行校準(zhǔn)。 第86頁/共106頁2.7.2 分集技術(shù) 接收天線分集 合成 在空間分離設(shè)置的多個天線（在實(shí)際系統(tǒng)中采用兩個分支）及接收系統(tǒng)，選擇衰落相關(guān)小的多個接收信號，或者對多個接收信號進(jìn)行合成的方法以抑制

47、由于衰落變化使接收信號急劇變小而導(dǎo)致誤比特率增加的技術(shù)。因?yàn)榻邮仗炀€分集不太依賴于傳輸信道的差異（路徑數(shù)、延遲擴(kuò)展、最大多普勒頻移等），所以能夠增加接收電平，這是一種非常實(shí)用的有效技術(shù)。第87頁/共106頁合成信號包絡(luò)接受信號包絡(luò)A接受信號包絡(luò)B選擇合成后的接收信號包絡(luò)線第88頁/共106頁分支1的輸出分支2的輸出(a) 空間分集(b)極化分集分支1的輸出分支2的輸出第89頁/共106頁分支1的輸出分支2的輸出(c) 角度分集第90頁/共106頁調(diào)制器)(1f調(diào)制器)(2f接收機(jī))(1f接收機(jī))(2f分支1的輸出分支2的輸出(d) 頻率分集延遲延遲分支1的輸出分支2的輸出(e) 時間分集第91

48、頁/共106頁選擇接收機(jī) 1接收機(jī) N檢測信號電平最大的分支選擇合成第92頁/共106頁檢測相位變化補(bǔ)償相位變化檢測相位變化補(bǔ)償相位變化等增益合成第93頁/共106頁檢測信號電平檢測相位變化補(bǔ)償相位變化檢測信號電平檢測相位變化補(bǔ)償相位變化最大比合成第94頁/共106頁匹配電路二天線元方式的手機(jī)手機(jī)中的分集接收方法發(fā)射機(jī)接收機(jī)1接收機(jī)2平面天線（倒F天線筐體鞭狀天線第95頁/共106頁基站采用的陣列天線分集第96頁/共106頁 Rake相關(guān)接收（Rake時間分集） : 時隙k中DPDCH的第n個符號在第l條路徑的解擴(kuò)后的信號 ( , )lr n k: 接收信號在第l條路徑（，L是Rake合成的路徑數(shù)）上時隙k中 由于衰落引起的信道變化 .( )lk( )lk: 的估計值( )lk1( , )( , )( )Lllld n kr n kk第97頁/共106頁 發(fā)送分集 基站采用天線間的衰落相關(guān)值小于1的兩副天線對同一個通信用戶傳輸信號，能夠在不增加移動終端接收機(jī)復(fù)雜度的條件下，利用分集效果實(shí)現(xiàn)下行鏈路的高質(zhì)量接收。發(fā)送分集的類型： 不需利用移動