IGBT 和 MOSFET 比較

1、在SMPS應(yīng)用中選擇IGBT和MOSFET的比較(圖)作者：飛兆半導(dǎo)體公司應(yīng)用工程師 Ron Randall 日期：2005-11-1 來源：本網(wǎng) 字符大?。骸敬蟆?【中】 【小】 Blocked Ads 開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并

2、對電路和器件特性相關(guān)的三個主要功率開關(guān)損耗導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復(fù)特性是決定MOSFET 或 IGBT導(dǎo)通開關(guān)損耗的主要因素，討論二極管恢復(fù)性能對于硬開關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?#160; SMPS的進(jìn)展一直以來，離線式SMPS產(chǎn)業(yè)由功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的功率元件發(fā)展所推動。作為主要的功率開關(guān)器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應(yīng)地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對應(yīng)用性能的這種直接影響，SMPS設(shè)計(jì)人員必須比較不同半導(dǎo)體技術(shù)的各種優(yōu)缺點(diǎn)以優(yōu)化其設(shè)計(jì)。例如，MOSFET一般在較低功率應(yīng)用及較高頻應(yīng)用（即

3、功率<1000W及開關(guān)頻率100kHz）中表現(xiàn)較好，而IGBT則在較低頻及較高功率設(shè)計(jì)中表現(xiàn)卓越。為了做出真實(shí)的評估，筆者在SMPS應(yīng)用中比較了來自飛兆半導(dǎo)體的IGBT器件FGP20N6S2 （屬于SMPS2系列）和MOSFET器件 FCP11N60（屬于SuperFET 產(chǎn)品族）。這些產(chǎn)品具有相近的芯片尺寸和相同的熱阻抗RJC，代表了功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)現(xiàn)有的器件水平。導(dǎo)通損耗除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾（voltage ta

4、il）出現(xiàn)。圖1 IGBT等效電路這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗；Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過恢復(fù)與IGBT組合封裝的二

5、極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進(jìn)行開關(guān)轉(zhuǎn)換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達(dá)致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復(fù)的Eon損耗。圖2 典型的導(dǎo)通能耗Eon和關(guān)斷能耗Eoff 測試電路在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。軟化度 (Softness)，即tb/ta比率，對開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲

6、和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當(dāng)?shù)挠绊?。某些高速二極管在時間tb內(nèi)，從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI)，并可能在二極管上導(dǎo)致過高的反向電壓。在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲?，與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管，當(dāng)對應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時二極管有電流經(jīng)過，因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復(fù)特性的MOSFET十分重要，如飛兆半導(dǎo)體的FQA28N50F FRFETTM。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復(fù)特性比業(yè)界目前使用

7、的分立二極管要緩慢。因此，對于硬開關(guān)MOSFET應(yīng)用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，如飛兆半導(dǎo)體的StealthTM系列，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動導(dǎo)通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅(qū)動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導(dǎo)通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt 會導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和

8、傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。圖3  MOSFET的轉(zhuǎn)移特性假定在導(dǎo)通時，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7m。公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動阻抗把平均GFS值運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/s，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以

9、計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為37。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數(shù)也進(jìn)入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應(yīng)。 同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動阻抗為100，該值比前面的37高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關(guān)鍵之處在于，為了從MOSFET轉(zhuǎn)換到IGBT，必須對柵極驅(qū)動電路進(jìn)

10、行調(diào)節(jié)。傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1/W的RJC值。圖4顯示了在125的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后，MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。圖4 傳導(dǎo)損耗直流工作圖5  CCM升壓PFC電路中的傳導(dǎo)損耗不過，圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時，圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM (連續(xù)

11、電流模式)、升壓PFC電路，125的結(jié)溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點(diǎn)為2.65A RMS。對PFC電路而言，當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計(jì)算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET   125的RDS(on)可以計(jì)算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損耗還可以進(jìn)一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。圖6 

12、FCP11N60(MOSFET): RDS(on)隨IDRAIN和VGE的變化一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對大多數(shù)SMPS拓?fù)涞挠绊懞苄?。例如，在PFC電路中，當(dāng)FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(on) 的測試條件) 時，RDS(on)的有效值和傳導(dǎo)損耗會增加5。在MOSFET傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFE

13、T工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A（規(guī)格書中的測試電流）時的0.32歐姆大25%。公式2  CCM PFC電路中的RMS電流式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。在實(shí)際應(yīng)用中，計(jì)算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因?yàn)槊總€開關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE

14、。于是，傳導(dǎo)損耗便可以計(jì)算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計(jì)目標(biāo)在維持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導(dǎo)超過MOSFET 70% 的功率。雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負(fù)溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE

15、(TH) (柵射閾值電壓) 及機(jī)械封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC (正溫度系數(shù))，可以提供良好的電流分流。關(guān)斷損耗 問題尚未結(jié)束在硬開關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試

16、電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應(yīng)考慮這測試條件中的VDD，因?yàn)樵谳^低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測試和工作將導(dǎo)致Eoff能耗降低。降低柵極驅(qū)動關(guān)斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關(guān)斷時，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅(qū)動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動回路中的風(fēng)險(xiǎn)，避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài)，從而導(dǎo)致多個產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動作。ZVS和ZCS拓?fù)湓?/p>

17、降低MOSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒有那么大，因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進(jìn)行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff性能。正確的柵極驅(qū)動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點(diǎn)以前不被清除，從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動速度、柵極驅(qū)動關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS

18、(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/s。圖8  典型硬開關(guān)應(yīng)用中的柵極驅(qū)動電路總結(jié)在選用功率開關(guān)器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓?fù)洹⒐ぷ黝l率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應(yīng)用中，MOSFET由于具有較快的開關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。對硬開關(guān)應(yīng)用而言，MOSFET寄生二極管的恢復(fù)特性可能是個缺點(diǎn)。相反，由于IGBT組合封裝內(nèi)的二極管與特定應(yīng)用匹配，極佳的軟恢復(fù)二極管可與更高速的SMPS器件相配合。參考文獻(xiàn)1. Pit

19、tet,Serge and Rufer, Alfred “Analytical  analysis of Quasi-Saturation Effect in PT  and NPT IGBTs” PCIM Europe 2002 http:/leiwww.epfl.ch/publications/pittet_rufer_pcim_02.pdf 2. Kolar, J.W., Ertl, H., and Zach, F.C.  (1998), “How to include the dependency of  the Rds(on) of power MOSFETs on the instantaneous value of the drain current into the calculation of the conduction losses of high-frequency three-phase PWM inverters”, IEEE Trans. Ind. Electronics, Vol. 45, No.3, pp. 369-375, June 19983