武漢理工大學(xué)多路輸出反激變流器樣機(jī)設(shè)計

1、課程設(shè)計任務(wù)書學(xué)生姓名： 高時海竟 專業(yè)班級： 電氣1007 指導(dǎo)教師： 孟培培 工作單位： 自動化學(xué)院 題 目: 多路輸出反激變流器樣機(jī)設(shè)計 初始條件：220V交流電源輸入要求完成的主要任務(wù): （包括課程設(shè)計工作量及其技術(shù)要求，以及說明書撰寫等具體要求）設(shè)計32W多路輸出反激變流器樣機(jī)，要求達(dá)到：1、兩路輸出直流電壓分別為5V、16V。2、完成總體系統(tǒng)設(shè)計。3、完成總電路和電力電子器件電壓和電流定額計算。4、完成控制電路方案設(shè)計。時間安排：6月5日 6月6日：完成選題，領(lǐng)取設(shè)計任務(wù)書，查閱相關(guān)資料，規(guī)劃總體設(shè)計方案；6月7日 6月11日：完成電力電子裝置的具體設(shè)計方案，包括參數(shù)設(shè)計、器件選取

2、等；6月12日 6月14日：整理資料，完成設(shè)計論文撰寫。指導(dǎo)教師簽名： 年 月 日系主任（或責(zé)任教師）簽名： 年 月 日1摘要11概述21.1 AC-DC變流器常用拓?fù)浠仡?1.1.1CFCCM同步整流反激變流器41.1.2 CF DCM SR反激變流器51.1.3 VF DCM同步整流反激變流器61.1.4 VF AVS DCM同步整流反激變流器71.2 反激轉(zhuǎn)換器中同步整流的驅(qū)動技術(shù)82 方案一論證112.1 設(shè)計任務(wù)與要求112.2設(shè)計任務(wù)分析113 方案二論證123.1 系統(tǒng)參數(shù)123.2 單端反激式高頻變壓器的設(shè)計143.2.1 高頻變壓器設(shè)計考慮的問題143.2.2 單端反激式變壓

3、器設(shè)計153.3 高頻開關(guān)電源控制電路的設(shè)計193.3.1 PWM 集成控制器的工作原理與比較193.3.2 UC3842工作原理203.3.3 UC3842的使用特點(diǎn)213.4 反饋電路及保護(hù)電路的設(shè)計223.4.1 過壓、欠壓保護(hù)電路及反饋223.4.2 過流保護(hù)電路及反饋233.5變壓器設(shè)計中注意事項244 小結(jié)25參考文獻(xiàn)262摘要 現(xiàn)代工業(yè)、交通運(yùn)輸、軍事裝備、尖端科學(xué)的進(jìn)步以及人類生活質(zhì)量和生存環(huán)境的改善，都依賴于高品質(zhì)的電能，據(jù)統(tǒng)計70%的電能都是經(jīng)過變換后才使用，而隨著科技的發(fā)展，需要變換的比例將會進(jìn)一步提高。電力電子技術(shù)為電力工業(yè)的發(fā)展和電力應(yīng)用的改善提供了先進(jìn)技術(shù)，它的核心

4、是電能形式的變換和控制，并通過電力電子裝置實(shí)現(xiàn)其應(yīng)用。電力電子裝置是以滿足用電要求為目標(biāo)，以電力半導(dǎo)體器件為核心，通過合理的電路拓?fù)浜涂刂品绞?，采用相關(guān)的應(yīng)用技術(shù)對電能實(shí)現(xiàn)變換和控制的裝置。逆變器和直流斬波電路是應(yīng)用很廣的一種電力電子裝置或技術(shù)。 作為給便攜式數(shù)據(jù)處理設(shè)備的供電系統(tǒng)，AC-DC適配器隨著便攜式微處理設(shè)備不斷小型化和輕型化的發(fā)展趨勢，也面臨著新的挑戰(zhàn)。要實(shí)現(xiàn)高效率和高功率密度的AC-DC交流器，首先需要我們對AC-DC變流器常用的拓?fù)湟约翱刂品椒ㄟM(jìn)行全面的了解，選出最佳的拓?fù)浜涂刂品椒?。在此基礎(chǔ)上才有提高和優(yōu)化的可能.1概述 按照電子理論，所謂AC-DC就是交流轉(zhuǎn)換為直流；AC-

5、AC稱為交流變交流，即為改變頻率；DC-AC稱為逆變；DC-DC為直流變交流后再變?yōu)橹绷鳌榱诉_(dá)到轉(zhuǎn)換的目的，電流變換的方法是多樣的。自20世紀(jì)60年代，人們研發(fā)出了二極管、三極管半導(dǎo)體器件后，就用 半導(dǎo)體器件進(jìn)行轉(zhuǎn)換。所以，凡是用半導(dǎo)體功率器件作開關(guān)，將一種電源形態(tài)轉(zhuǎn)換成另一種形態(tài)的電路，叫開關(guān)變換電路。在轉(zhuǎn)換時，以自動控制穩(wěn)定輸出并有各種保護(hù)環(huán)節(jié)的電路，稱為開關(guān)電源（Switching Power Supply） 人們在開關(guān)電源技術(shù)領(lǐng)域是邊開發(fā)相關(guān)電力電子器件，邊開發(fā)開關(guān)變頻技術(shù)，兩者相互促進(jìn)推動著開關(guān)電源每年以超過兩位數(shù)字的增長率向著輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾的方向發(fā)展。開關(guān)電源

6、可分為AC-DC和DC-DC兩大類，也有AC-AC 、DC-AC 如逆變器 DC-DC變換器現(xiàn)已實(shí)現(xiàn)模塊化，且設(shè)計技術(shù)及生產(chǎn)工藝在國內(nèi)外均已成熟和標(biāo)準(zhǔn)化，并已得到用戶的認(rèn)可，但AC-DC的模塊化，因其自身的特性使得在模塊化的進(jìn)程中，遇到較為復(fù)雜的技術(shù)和工藝制造問題。 最基本的單端反激電源電路如圖1.1所示。變壓器及時一個變壓器有事一個線線電感，T飽和導(dǎo)通時其等效阻抗近似為零，如果外加電壓Vin恒定，流過繞組N1的電流i1線性增長，由于繞組N2和N1是反極性的，二極管D截止，副邊沒有電流，導(dǎo)通期間的能量存儲在初級電感里；當(dāng)開關(guān)管截止時，副邊繞組感應(yīng)電勢使二極管導(dǎo)通，通過輸出電容和負(fù)載釋放磁場能量

7、。根據(jù)副邊繞組放電時間的不同，單端反激電源分為三種工作模式：不連續(xù)工作模式（DCM）、臨界工作模式和連續(xù)工作模式（CCM）。圖1.1 單端反激電源電路1.1 AC-DC變流器常用拓?fù)浠仡?在低于70W的典型小功率應(yīng)用中，考慮到成本和體積，人們傾向于采用圖1.2所示的單級方式。圖1.3所示的兩級方式是功率大于75W，同時必須滿足IECl00O一32標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的一個自然的選擇。雖然Singlestage方式把圖1.2中的前端級和DC-DC級組合了起來，但是較低的效率(典型地，大約是85)使它不適于這種應(yīng)用。在接下來的討論中，我們將不去回顧Single-stage方式。圖1.2 單級適配器圖1.3 雙

8、級適配器一般來說，單級的AC-DC適配器設(shè)計主要是圍繞反激式和正激式功率級展開。兩級方式通常采用半橋式和正激式拓?fù)?。對于AC-DC反激適配器，存在著幾種常用的控制方案。下面我們來討論一下這些方案的主要優(yōu)缺點(diǎn)。四種不同的控制方案總結(jié)如下，即恒頻(CF)連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)、CF斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)、變頻(VF)DVM和VF零電壓開關(guān)(ZVS)DCM。1.1.1CFCCM同步整流反激變流器工作于CCM的同步整流反激變流器主要波形如圖1.4所示。圖1.4中，在死區(qū)時間Ton和Toff內(nèi)，副邊電流isec流過同步整流管的寄生二極管(圖14中isec陰影部分)使其導(dǎo)通。寄生二極管DSR的導(dǎo)通不僅增加

9、了導(dǎo)通損耗，而且由于其較差的特性還引入了反向恢復(fù)損耗。同步整流總的功率損耗主要由三部分組成，即導(dǎo)通損耗，包括溝道電阻損耗和寄生二極管損耗，反向恢復(fù)損耗，及由在交壓器漏感和寄生電容之間產(chǎn)生的寄生振蕩所引起的關(guān)斷損耗。雖然在二極管整流(DR)的反激變流器中也存在反向恢復(fù)損耗和關(guān)斷損耗，但是同步整流(SR)由于其寄生二極管具有大得多寄生電容和較差的反向恢復(fù)特性，對總損耗產(chǎn)生的影響也有很大的不同。而且隨著輸入電壓的升高，PRRSR和PoffSR也增大。當(dāng)它們增加的損耗超過了導(dǎo)通損耗所減少的部分，總的效率就反而要比傳統(tǒng)工作在CCM的二極管整流(DR)反激變流器來得低了。圖1.4 CF CCM同步整流反激

10、變流器的主要波形（陰影部分為SR的寄生二極管導(dǎo)通區(qū)）當(dāng)主管SW和SR的導(dǎo)通損耗占總損耗的絕大部分時，采用這種控制方式的反激變流器可以達(dá)到個比較高的效率。當(dāng)輸出電流不是很高時，其效率就不會比傳統(tǒng)的二極管整流反激變流器有很大的改進(jìn)。1.1.2 CF DCM SR反激變流器如前所述，由于SR的開關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗，CF CCM反激變流器的效率隨著電壓的升高而降低。為了降低這兩種損耗，變流器最好工作在DCM模式。CF DCM SR反激變流器的主要波形參見圖15。為了防止輸出濾波電容通過開通的SR放電，當(dāng)副邊電流到零的時候必須關(guān)斷SR，或者再加一段小延時。當(dāng)SR關(guān)斷后，變壓器的激磁電感和SW及SR的寄

11、生電容開始諧振，如圖15所示。對于一個具有穩(wěn)定輸出的交流器來說，圖15中的諧振時間TDCM隨輸入電壓明顯變化，而隨輸出電流變化不明顯。主開關(guān)管將在諧振電壓峰值或者谷值的范圍內(nèi)開通，所以變流器的效率受輸入電壓的影響很大。另外，由于SR具有大得多的寄生電容值，在DCM模式諧振引起的導(dǎo)通損耗要比同樣模式下DR反激變流器太得多。將這種控制方式與前一種相比較，可以發(fā)現(xiàn)反向恢復(fù)損耗瑤和SR關(guān)斷損耗的消除是在增加導(dǎo)通損耗的代價下實(shí)現(xiàn)的。SW的開關(guān)損耗依賴于輸入電壓，圖1.5 CF DCM同步整流反激變換器的主要波形（陰影部分為SR的寄生二極管導(dǎo)通區(qū)） 但是不會超過CF CCM反激變流器中的相應(yīng)值。在輸出電流

12、不是太大的情況下，通過這種控制方式得到的效率通常要高于前一種。而且，與輸入電壓相關(guān)的效率使這控制方式并不適合用在AC-DC適配器中。通常在AC-DC適配器中，為了便于設(shè)計散熱，往往需要一個在整個輸入電壓范圍內(nèi)都比較平坦的效率曲線。在特定負(fù)載和輸入電壓下的高效率對適配器的散熱設(shè)計并沒有什么意義。1.1.3 VF DCM同步整流反激變流器上面提到的頻率隨輸入電壓的變化而波動的情況可以通過采用變頻(VF)控制來消除。在這種控制中，SR在電流過零的時候關(guān)斷，SW經(jīng)過一段恒定的時間Tdelay后開通。這樣，在由激磁電感和SW、SR的寄生電容相互作用產(chǎn)生的寄生振蕩中，SW在振蕩谷底開通，從而使開通損耗最小

13、化。VF DCM同步整流反激的主要波形見圖16。相對于CF DCM反激交流器，VF DCM反激交流器由于減小了SW的開通損耗，消除了寄生振蕩損耗，因此在電壓較低時具有較高的效率。由于采用了變頻(VF)工作模式，在低電壓和滿載情況下，開關(guān)頻率最低；當(dāng)母線電壓增加或者負(fù)載降低時，開關(guān)頻率又會隨之升高。如果省下的功率能夠比隨開關(guān)頻率提高而提高的開關(guān)損耗和磁損耗值低的話，那么在高母線電壓時的效率也能夠比CF DCM變流器高一些。圖1.6 VF DCM同步整流反激變流器的主要波形陰影部分為SR的寄生二極管導(dǎo)通區(qū)1.1.4 VF AVS DCM同步整流反激變流器圖17 VF ZVS同步整流反激變流器的主要

14、波形陰影部分為SR的寄生二極管導(dǎo)通區(qū)如上所述，主開關(guān)管SW的ZVS可以通過滿足條件Vin<n*Vo來獲得，Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓，n為變壓器匝比。在高母線電壓的條件下，變流器只能取得部分的ZVS效果。但是在整個負(fù)載范圍和輸入電壓范圍內(nèi)， VF反激變流器主開關(guān)管SW可以獲得完全的ZVS效果。SR在副邊電流過零延時一小段時間后才關(guān)斷，所以副邊會產(chǎn)生一個負(fù)電流對寄生電容進(jìn)行放電。主要波形如圖17所示。由于這一負(fù)向的副邊電流，副邊電流有效值及導(dǎo)通損耗將會稍有增加。所以SW的開通損耗必須與導(dǎo)通損耗達(dá)到一個折衷的效果。使用這一控制方式的反激變流器總效率不一定會比前一種高。1.2 反激轉(zhuǎn)換器

15、中同步整流的驅(qū)動技術(shù)一般來說，驅(qū)動同步整流橋有兩種方式：自驅(qū)動和外驅(qū)動。外驅(qū)動更加靈活，但是通常會比相應(yīng)的自驅(qū)動方案更復(fù)雜，成本更高，穩(wěn)定性更差，所以設(shè)計者們往往不太愿意采用外驅(qū)動方案。自驅(qū)動方式可以進(jìn)一步分成電壓驅(qū)動和電流驅(qū)動模式。電流驅(qū)動模式根據(jù)檢測到的流過SR的電流來決定開通還是關(guān)斷sR。所以它需要比如電流互感器或附帶控制和驅(qū)動電路的電流檢測M0SFET之類的電流檢測部件。它的主要優(yōu)點(diǎn)是對拓?fù)錄]有依賴性。電流驅(qū)動的SR可以直接替代任何拓?fù)渲械亩O管。電壓驅(qū)動的同步整流由于其簡單性、經(jīng)濟(jì)性和穩(wěn)定性而備受青睞。電壓驅(qū)動同步整流的驅(qū)動信號是由變壓器繞組或者電感耦合繞組所得到的。但是其主要缺點(diǎn)就

16、是對拓?fù)浜洼斎腚妷河幸蕾囆?。它更加適合應(yīng)用在諸如正激、半橋、全橋和推挽等由buck衍變出來的拓?fù)渲?。圖1.8 自驅(qū)動方法圖1.9 電流型驅(qū)動圖1.10 外驅(qū)動方法圖1.11 混合驅(qū)動方案SR實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性和成本可以通過使用圖111中的混合驅(qū)動方式最小化。SR由變壓器驅(qū)動繞組通過二極管和電阻開通。流過同步管Q2的電流通過電流傳感器CT檢測。當(dāng)流過同步管Q2的電流為正向時，CT的副邊電流通過D5自由導(dǎo)通。一旦電流極性反向，CT副邊電流使三極管Q3開通，進(jìn)而關(guān)斷Q2。與純電流型同步驅(qū)動電路相比，混合型驅(qū)動既需要從變壓器上引出輔助繞組，又需要一個電流互感器，因此相對較復(fù)雜。但是其外圍的輔助電路可以相應(yīng)減

17、少一些，特別是在輸出電壓很高或者很低的場合，與純電流型同步驅(qū)動電路相比更簡潔。2 方案一論證2.1 設(shè)計任務(wù)與要求條件：輸入交流電壓：220V。 設(shè)計32W多路輸出反激變流器樣機(jī)，要求達(dá)到：1、兩路輸出直流電壓分別為5V、16V。2、完成總體系統(tǒng)設(shè)計。3、完成總電路和電力電子器件電壓和電流定額計算。4、完成控制電路方案設(shè)計。2.2設(shè)計任務(wù)分析 為使電源結(jié)構(gòu)簡單、緊湊，工作可靠，減少成本，小功率開關(guān)穩(wěn)壓電源采用單端反激型或單端正激型電路。與單端反激型電路相比，單端正激型電路開關(guān)電流小、輸出波紋小，更容易適應(yīng)高頻化。圖2.1 主電路圖該固定直流穩(wěn)壓電源電路由輸入變換電路和穩(wěn)壓電路組成，如圖2.1所

18、示。輸入變換電路由電源變壓器T、整流二極管VD1VD4和濾波電容器C1C3組成。穩(wěn)壓電路由三端穩(wěn)壓集成電路IC1IC3和電容器C4C6組成。開通電路后，交流220V電壓經(jīng)T降壓、VD1VD4整流、C1C3濾波及IC1IC3穩(wěn)壓后，分別產(chǎn)生+12V、+5V、-5V電壓。在此主電路中，VD1和VD4起半波整流作用，VD2和VD3起全波整流作用。IC1輸入端電壓由C1和C2上的電壓疊加（正向相加）后提供；IC1和IC3的輸入端電壓分別由C2和C3提供。在元器件的選擇中：C1C3均選用耐壓值為16V的鋁電解電容器；C4C6均選用獨(dú)石電容器。VD1VD4選用1N4001或1N4007型硅整形二極管。IC

19、1IC3均選用固定式三端穩(wěn)壓集成電路，IC1型號為LM7812，IC2為LM7805，IC3為LM7905。T選用35W、二次電壓為雙9V的電源變壓器。3 方案二論證 3.1 系統(tǒng)參數(shù) 電路形式：單端反激式； 交流電源：； 開關(guān)電源輸出電壓、電流：+5V，1A；12V，0.5A；+30V，1A。 開關(guān)管開關(guān)頻率：。主電路設(shè)計圖如圖3.1所示，其中的控制芯片采用UC3842。電源的輸出電壓等級有三種：5 V、 +12 V、+30V 。該電路的變換器是一個降壓型開關(guān)電路。由單管驅(qū)動隔離變壓器TC主繞組N1電流，C2、R3可以提供變壓器原邊泄放通路。輸出經(jīng)整流、濾波送負(fù)載。芯片所用的電源VCC由R2

20、從整流后電壓提供。VCC同時也作為輔助反饋繞組N3的反饋電壓。如圖3.1所示。 圖3.1 UC3842 構(gòu)成的反激式開關(guān)電源電路圖220V 電由C1、L1濾除電磁干擾，負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻 限流，再經(jīng)VC 整流、C2 濾波，電阻R1、電位器RP1 降壓后加到UC3842 的供電端（腳），為UC3842 提供啟動電壓，電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為UC3842 提供正常工作電壓，另一方面經(jīng)R3、R4分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為UC3842 提供負(fù)反饋電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅(qū)動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。腳和腳外接的R6、C8決定了振蕩頻率，其振蕩頻率的最大值可

21、達(dá)500KHz。R5、C6用于改善增益和頻率特性。腳輸出的方波信號經(jīng)R7、R8分壓后驅(qū)動MOSFEF 功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到付邊各繞組，經(jīng)整流濾波后輸出各數(shù)值不同的直流電壓供負(fù)載使用。電阻R10用于電流檢測，經(jīng)R9、C9濾濾后送入UC3842 的腳形成電流反饋環(huán). 所以由UC3842 構(gòu)成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高，當(dāng)UC3842 的腳電壓高于1V 時振蕩器停振，保護(hù)功率管不至于過流而損壞。3.2 單端反激式高頻變壓器的設(shè)計 3.2.1 高頻變壓器設(shè)計考慮的問題1） 磁芯損耗磁芯損耗取決于磁感應(yīng)增量、頻率和溫度。若不考慮溫度影響, 軟磁鐵氧體鐵芯總損耗通常由三部分構(gòu)成

22、: 磁滯損耗Ph、渦流損耗Pe 和剩余損耗Pr。每種損耗產(chǎn)生的頻率范圍是不同的, 鐵芯總損耗為 : (3-1) 式(3-1)其中KP為鐵芯損耗系數(shù), 不考慮溫度時為常數(shù), V 為鐵心體積, f為工作頻率, B 為磁感應(yīng)強(qiáng)度,m 、n 分別是工作頻率和磁感應(yīng)的指數(shù), 它們與鐵芯的材料有關(guān), 具體數(shù)值可以通過查表得到。2） 繞組損耗由于諧波的存在, 繞組損耗也是變壓器損耗的重要組成部分, 對變壓器來說諧波畸變率越大, 損耗也將會越大。在諧波影響下, 變壓器的繞組損耗將隨著諧波電流的增大而增大。由于非全相整流負(fù)荷的原因, 變壓器中會存在直流分量, 它會使變壓器產(chǎn)生偏磁。因此, 如果考慮直流分量的影響

23、, 繞組損耗的計算公式為: (3-2) 式(3-2)中: 為繞組損耗, h 為諧波次數(shù), 為第h次諧波下原邊繞組的電阻, 為第h次諧波下副邊繞組的電阻, 為流過原邊繞組的諧波電流的有效值, 為流過副邊繞組的諧波電流的有效值。3） 溫升 高頻變壓器的溫升對系統(tǒng)的工作狀態(tài)和輸出功率會有影響, 而溫升與能量損耗一般成正比關(guān)系,即: (3-3) 其中比例常數(shù)，即熱阻 溫升 損耗功率由上式(3-3)可知, 為了降低溫升, 必須減少能量的損耗。而能量的損耗又直接與鐵芯損耗和繞組損耗有關(guān), 因此在設(shè)計中必須考慮降低它們的損耗量。4） 磁芯要求 高頻變壓器與50H z的工頻變壓器相比, 頻率提高了幾百倍, 繞

24、組匝數(shù)大大減少, 銅耗及調(diào)整率減小, 但鐵芯中的損耗將隨頻率的提高大大增加。一般開關(guān)電源中使用的鐵芯有如下要求:( 1)盡可能高的磁感應(yīng)強(qiáng)度(但注意在最大輸出功率時, 不能達(dá)到飽和, 以免產(chǎn)生失真) ； ( 2)盡可能高的導(dǎo)磁率; ( 3)要求磁損較小; ( 4)要求線包加工及裝配容易;( 5)磁特性隨溫度變化要小, 即要求較穩(wěn)定的溫度系數(shù)。3.2.2 單端反激式變壓器設(shè)計 單端反激式變壓器又稱電感儲能式變壓器，當(dāng)高壓開關(guān)管Q1 被脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）脈沖信號激勵而導(dǎo)通時，直流輸入電壓施加到高頻變壓器T 的原邊繞組上，在變壓器次級繞組上感應(yīng)出的電壓

25、使整流管D1 反向偏置而阻斷，此時電源能量以磁能形式存儲在初級電感中；當(dāng)開關(guān)管Q1 截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，副邊繞組上的電壓極性顛倒，使D1 導(dǎo)通，儲存在變壓器中的能量釋放給負(fù)載。如圖3.2所示。 圖3.2 單端反激式變壓器工作原理圖 變壓器磁芯的選擇開關(guān)電源輸出功率： (3-4)磁芯材料選用錳-鋅鐵氧體，其飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度為：5000Gs，相對磁導(dǎo)率：，取最大磁通密度：。當(dāng)磁芯中磁感應(yīng)強(qiáng)度小于時，磁芯的相對磁導(dǎo)率可取：，磁芯磁導(dǎo)率為： (3-5)開關(guān)電源效率取，則所需要的變壓器面積乘積為： (3-6) =式(3-6)中：窗口利用系數(shù)取0.3，繞組電流密度取3。由于骨架需要，選擇EI4

26、0磁芯，其磁芯截面積為：窗口面積為：磁路長度：面積乘積為： (3-7)所以綜上計算 EI40滿足功率輸出能力要求。原邊繞組匝數(shù)的選取 原邊直流電壓范圍： ?。弘娫措妷鹤畹?、負(fù)載最大時，最大占空比為50%，由上可得原邊匝數(shù)： (匝) (3-8)原邊電流最大值的計算： (3-9) 各副邊繞組匝數(shù)計算： 根據(jù)原邊電流峰值，考慮損耗因素，選擇開關(guān)管，選用大功率三極管，其，取主輸出整流管導(dǎo)通壓降，安全裕量。 （1）主輸出繞組匝數(shù)為： （匝） (3-10) 即只要主輸出繞組匝數(shù)大于上式的計算值，開關(guān)管就不會過壓。故取主輸出繞組匝數(shù)為： （匝） （2）輸出繞組匝數(shù)： 考慮到輸出作為運(yùn)算放大器電源，需要較高的

27、電壓精度，整流濾波后采用三端穩(wěn)壓器穩(wěn)壓，故?。?（匝） 其反激電壓為： (3-11) （3）+30V輸出繞組匝數(shù)： +30V輸出用于觸發(fā)電源，精度要求不高，其匝數(shù)為： （匝） (3-12) 考慮到內(nèi)阻壓降，故+30V輸出繞組?。海ㄔ眩┐怕烽g隙計算： (3-13) 原邊繞組電感計算： (3-14)各繞組線徑的計算： （1）原邊繞組：匝數(shù)73匝；額定電流選用：，截面積；最大電流密度： (3-15) （2）主輸出繞組：匝數(shù)匝； 額定電流： 選用：，截面積 最大電流密度： (3-16) （3）輸出繞組：匝數(shù)匝； 額定電流： 選用：，截面積： 最大電流密度： (3-17) （4）+30V輸出繞組：匝數(shù)匝

28、 額定電流： 窗口的驗(yàn)算：繞組截面積和： = (3-18)ET40磁芯窗口面積為，實(shí)際窗口利用系數(shù)： 窗口符合要求。 (3-19)3.3 高頻開關(guān)電源控制電路的設(shè)計開關(guān)電源的主電路主要處理電能，而控制電路主要處理電信號，屬于“弱電”電路，但它控制著主電路中的開關(guān)器件的工作，一旦出現(xiàn)失誤，將造成嚴(yán)重后果，使整個電源停止工作或損壞。電源的很多指標(biāo)，如穩(wěn)壓穩(wěn)流精度、紋波、輸出特性等也都同控制電路相關(guān)。因此，控制電路的設(shè)計質(zhì)量對電源的性能至關(guān)重要。3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理與比較PWM 集成控制器通常分為電壓控制模式和電流控制模式，電流控制模式因?yàn)閯討B(tài)響應(yīng)快，補(bǔ)償及保護(hù)電路簡單，增益帶寬

29、大，易于均流及可防止偏磁等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛采用 電流控制模式又分為峰值電流模式和平均電流模式，本論文采用峰值電流控制模式。如圖3.3所示。圖3.3 電壓控制模式圖3.3 電流控制模式 電壓電流兩種控制模式的工作原理如圖（1）為電壓控制模式的PWM 原理圖。由圖可以看出電壓控制模式只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法。它工作的基本原理是：當(dāng)恒頻時鐘脈沖置位鎖存器時，輸出電壓 與參考電壓 經(jīng)誤差放大器EA 放大后得到了一個誤差電壓信號，再與振蕩電路產(chǎn)生的固定鋸齒波電壓經(jīng)PWM 比較器COM 比較，由鎖存器輸出占空比隨誤差電壓信號 變化的具有一定占空比的一系列脈沖。如圖（2）為峰值電流控制模式的PW

30、M 原理圖。由圖可以看出，它在原有的電壓環(huán)上增加了電流反饋環(huán)節(jié),構(gòu)成電壓電流雙閉環(huán)控制。它工作的基本原理是：輸出電壓 與參考電壓 經(jīng)誤差放大器EA 放大后得到一個誤差電壓信號 ， 再與變壓器初級電感線圈中電流的采樣電壓比較，產(chǎn)生調(diào)制脈沖的寬度,由恒頻時鐘脈沖置位鎖存器輸出脈沖，使得誤差信號對電感電流的峰值起控制作用。當(dāng) 幅度達(dá)到電平時，PWM 比較器的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動撤除，開關(guān)管關(guān)斷，電路逐個地檢測和調(diào)節(jié)電感電流脈沖，由此控制電源的輸出電壓。若輸入電壓下降,整流后的直流電壓下降,經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降,經(jīng)誤差放大器延遲, 電壓不變,在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降,電感電流

31、的斜率 下降,導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達(dá) ,使PWM 占空比增大,起到調(diào)整輸出電壓的作用。3.3.2 UC3842工作原理UC3842是高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和直流至直流變換器應(yīng)用而設(shè)計，為設(shè)計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，這些集成電路具有可微調(diào)的振蕩器、能進(jìn)行精確的占空比控制、溫度補(bǔ)償?shù)膮⒖?、高效益誤差放大器、電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其他的保護(hù)特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周電流限制、可編程輸出靜區(qū)時間和單個脈沖測量鎖存。主要特點(diǎn)如下：(1)微調(diào)的振蕩器放電電流，可精確控制占空比；(2)電流模式工作到5

32、00kHZ： (3)自動前饋補(bǔ)償； (4)鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流； (5)內(nèi)部微調(diào)的參考電壓，帶欠壓鎖定；(6)大電流圖騰柱輸出；(7)欠壓鎖定，帶滯后。UC3842為雙列8腳單端輸出的它激式開關(guān)電源驅(qū)動集成電路，如圖3.4所示。其內(nèi)部電路包括振蕩器、誤差放大器、電流取樣比較器、PWM鎖存電路、5VC基準(zhǔn)電壓、欠壓鎖定電路、圖騰柱輸出電路、輸出電路等。圖2-3 示出了UC3842 內(nèi)部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調(diào)制方式，共有8 個引腳，各腳功能如下： 圖3.4UC3842內(nèi)部結(jié)構(gòu) 腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性； 腳是反饋

33、電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V 基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓，從而控制脈沖寬度； 腳為電流檢測輸入端， 當(dāng)檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態(tài)； 腳為定時端，內(nèi)部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數(shù)決定，f=1.8/(RT×CT)； 腳為公共地端； 腳為推挽輸出端，內(nèi)部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns 驅(qū)動能力為±1A ； 腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW； 腳為5V 基準(zhǔn)電壓輸出端，有50mA 的負(fù)載能力。3.3.3 UC3842的使用特點(diǎn) （1）采用單端圖騰柱式PWM脈沖輸出，輸出驅(qū)動電流為±

34、;200 ，峰值可達(dá)±1 A。（2） 啟動電壓大于16 V，啟動電流僅1 即可進(jìn)入工作狀態(tài)。處于正常工作狀態(tài)時，工作電壓在1034 V之間，負(fù)載電流為15 。超出此限制，開關(guān)電源呈欠電壓或過電壓保護(hù)狀態(tài)，無驅(qū)動脈沖輸出。 （3）內(nèi)設(shè)5 V(50 )基準(zhǔn)電壓源，經(jīng)21分壓后作為取樣基準(zhǔn)電壓。 (4) 輸出電流為200 ，峰值為1 A，既可驅(qū)動雙極型三極管也可驅(qū)動MOSFET管。若驅(qū)動雙極型三極管，應(yīng)加入開關(guān)管截止加速RC電路，同時將內(nèi)部振蕩器的頻率限制在40 以下。若驅(qū)動MOSFET管，振蕩頻率由外接RC電路設(shè)定，工作頻率最高可達(dá)500 。 (5) 內(nèi)設(shè)過流保護(hù)輸入(腳)和誤差放大輸入

35、(腳)兩個PWM控制端。誤差放大器輸入構(gòu)成主PWM控制系統(tǒng)，可使負(fù)載變動在30100時輸出負(fù)載調(diào)整率在8 以下，負(fù)載變動在70100時負(fù)載調(diào)整率在3以下。 (6) 過流檢測輸入端可對每個脈沖進(jìn)行控制，直接控制每個周期的脈寬，使輸出電壓調(diào)整率達(dá)到0.01%V。如果腳電壓大于1 V或腳電壓小于1 V，PWM比較器輸出高電平使鎖存器復(fù)位，直到下一個脈沖到來時才重新置位。利用腳和腳的電平關(guān)系，在外電路控制鎖存器的開/閉，使鎖存器每個周期只輸出一次觸發(fā)脈沖。因此，電路的抗干擾性極強(qiáng)，開關(guān)管不會誤觸發(fā)，提高了可靠性。 (7) 內(nèi)部振蕩器的頻率由腳外接電阻與腳外接電容設(shè)定。集成電路內(nèi)部基準(zhǔn)電壓通過腳引入外同

36、步。腳和腳外接RT、 CT構(gòu)成定時電路，CT的充電與放電過程構(gòu)成一個振蕩周期，其振蕩頻率可由下式近似得出： (3-20)3.4 反饋電路及保護(hù)電路的設(shè)計3.4.1 過壓、欠壓保護(hù)電路及反饋如圖3.5所示。 圖3.5 輸出電壓反饋及保護(hù)電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為UC3842 提供正常工作電壓，另一方面經(jīng)R3、R4分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為UC3842 提供負(fù)反饋電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅(qū)動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。3.4.2 過流保護(hù)電路及反饋如圖3.6所示。 圖3.6 過流保護(hù)電路及輸出反饋過流保護(hù)電路是由R10、R9以及C9組成。R9上的電壓反映了電

37、流瞬時值，當(dāng)開關(guān)電源發(fā)生過電流時，開關(guān)管S1漏極的電流會增大,會增大，接入UC3842的保護(hù)輸入端腳，當(dāng)=1V時，UC3842芯片的輸出脈沖將關(guān)斷。通過調(diào)節(jié)R10和R9的分壓比可以改變開關(guān)管的限流值，實(shí)現(xiàn)電流瞬時值的逐周期保護(hù)比較，屬于限流式保護(hù)。輸出脈沖關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)對電流平均值的保護(hù)，屬于截流式保護(hù)。原邊輸出電流,UC3842輸出電流，所以三極管漏極電流 。假設(shè)，濾波電容。所以流過R9的電流: (3-21)所以: 。 (3-22)3.5變壓器設(shè)計中注意事項（1） 首先要確定變壓器應(yīng)用的電路結(jié)構(gòu), 再采用正確的計算方法選擇最優(yōu)磁芯。（2） 在通過窗口充填系數(shù)核算磁芯窗口面積時, 如果窗口的利用率

38、過大或過小都必須重新選擇磁芯, 重新開始設(shè)計。（3） 由于磁芯的磁通量越大磁芯體積越小, 在設(shè)計過程中可先根據(jù)窗口面積選擇最小的鐵芯體積, 再根據(jù)工作頻率選擇合適的磁芯頻率和磁通量。因此, 為了降低損耗要綜合上述兩個方面的因素來合理地選擇磁芯。（4） 為了減少繞組的損耗, 可從如下三個方面綜合考慮: 第一，要減少電路中的諧波分量； 第二, 繞組導(dǎo)線要細(xì)化； 第三，選擇合適的繞線方式。（5） 設(shè)計中要根據(jù)損耗的大小考慮溫升問題并留有余地, 以保證變壓器能夠正常工作。（6） 設(shè)計中, 在最大輸出功率時, 磁芯中的磁感應(yīng)強(qiáng)度不應(yīng)達(dá)到飽和, 以免在大信號時產(chǎn)生失真。（7）AP法對于已形成標(biāo)準(zhǔn)化和系列化的鐵氧體磁心非常有效, 卻不適用于目前尚無統(tǒng)一形狀及尺寸系列標(biāo)準(zhǔn)的非晶及納米晶軟磁合金。因此, 對于采用納米晶軟磁合金材料的變壓器, 其磁心參數(shù)需采取其它設(shè)計方法。4 小結(jié)通過這次課程設(shè)計，我學(xué)到了很多以前沒有涉及到得知識，也發(fā)現(xiàn)了很多平時學(xué)習(xí)中的不足