高頻課程設(shè)計(jì)AM波調(diào)制與解調(diào)

1、 高頻電子線路課程設(shè)計(jì)報(bào)告（2014-2015年度第一學(xué)期） 題目： AM 波的調(diào)制與解調(diào) 學(xué)院： 信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院 專業(yè)： 指導(dǎo)老師： 黃艷 2014年11月9日 目錄1. 摘要.12.設(shè)計(jì)指標(biāo).13原理框圖及概述.14.單元電路設(shè)計(jì).24.1本地振蕩器原理及真.24.2基極調(diào)幅原理及仿真.64.3包絡(luò)檢波器原理及仿真.104.4低通濾波器原理及仿真.175.問題與分析.196.評價(jià).207.元件清單.208.參考文獻(xiàn).211、摘要本次課程設(shè)計(jì)，我組以AM波調(diào)制與解調(diào)電路設(shè)計(jì)為課題，借助Multisim仿真軟件，運(yùn)用本地振蕩器產(chǎn)生高頻載波，通過基極調(diào)幅電路將調(diào)制信號附加在高頻載波上調(diào)制 ，再

2、用包絡(luò)檢波器解調(diào)，最后用低通濾波器濾除解調(diào)出來的信號里面的高頻成分，并進(jìn)行放大還原調(diào)制信號。首先進(jìn)行單元電路設(shè)計(jì)，根據(jù)計(jì)算以及波形設(shè)置參數(shù)，進(jìn)行仿真；然后將各單元電路進(jìn)行整合，仿真，反復(fù)調(diào)試后，得出結(jié)果和心得體會(huì)。2、設(shè)計(jì)指標(biāo)設(shè)計(jì)指標(biāo)如下：輸入調(diào)制信號：1KHZ 0.5V 正弦波載波信號 ：1MHZ 0.75V 正弦波 3、原理框圖及概述 低頻信號低通濾波包絡(luò)檢波基極調(diào)幅調(diào)制信號本地震蕩高頻載波調(diào)幅圖3.1 AM波產(chǎn)生原理圖調(diào)幅信號的時(shí)域表達(dá)式： （1）調(diào)幅信號的頻域表達(dá)式： （2）圖3.2 AM信號的波形和頻譜由圖3.2中時(shí)域波形可以看出，當(dāng)滿足條件|m(t)|max時(shí)，調(diào)幅波的包絡(luò)與調(diào)制信

3、號波形完全一致，因此用包絡(luò)檢波法將會(huì)很容易恢復(fù)出原始調(diào)制信號。4、單元電路設(shè)計(jì)4.1、本地振蕩器原理及仿真我們采用的是電容反饋式三端振蕩器來產(chǎn)生一個(gè)1MHz的等幅振蕩波，用來作為調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中的高頻載波，并利用耦合電感輸出高頻載波。要想構(gòu)成一個(gè)振蕩器就必須包括一套振蕩回路（LC振蕩回路），一個(gè)能量來源（直流電源），一個(gè)控制設(shè)備（晶體管和正反饋電路）。從圖4.1.1可以看出，我們設(shè)置的電路圖已包含了這三個(gè)基本部分。當(dāng)振蕩器接通電源后，就開始產(chǎn)生瞬變電流，由于諧振回路的選擇性，它只選擇出本身諧振的信號，又由于正反饋的作用，諧振信號越來越強(qiáng)，最后形成穩(wěn)定的振蕩，因此我們在仿真時(shí)可以看到振蕩器起振以后

4、，振幅就從小到大增長起來，達(dá)到一定的數(shù)值后穩(wěn)定下來。穩(wěn)定下來的高頻載波波形如圖4.1.6所示。而振蕩要達(dá)到平衡穩(wěn)定，就必須要從振幅和相位兩個(gè)方面考慮。 振幅平衡的條件為： (4.1.1)其中A表示平衡點(diǎn)的電壓放大倍數(shù)，F(xiàn)為振蕩電路的反饋系數(shù)。在起振時(shí)A0,當(dāng)振幅達(dá)到一定程度時(shí)，晶體管進(jìn)入飽和區(qū)或者截止區(qū)，放大倍數(shù)迅速下降，一直到，即振幅達(dá)到平衡穩(wěn)定。相位平衡條件為： X1+X2+X3=0 （4.1.2)由三端式振蕩器的構(gòu)成法則可知，X1必須與X2的符號相同，X3的符號則相反，否則不能產(chǎn)生振蕩。圖4.1.1 振蕩器等效三端式電路利用MULTISIM仿真的原理圖及結(jié)果如下：圖4.1.2 本地震蕩電

5、路圖為滿足晶體管工作在放大區(qū)： 圖4.1.3 直流等效電路取VCEQ=0.5V,ICQ=2mA,=40由公式得： 由計(jì)算取得R4=24.5K,R5=15K，R6=8K，R7=4.25K。本電路設(shè)計(jì)采用的是1MHz的高頻載波用公式 （4.1.3） （4.1.4）可以計(jì)算得到C4=3nF,C9=12nF其他參數(shù)：V2=25V,C2=10uF,C3=10nF,C5=10uF圖4.1.4 振蕩頻率圖4.1.5 高頻載波的頻譜圖圖4.1.6 高頻載波波形分析：由圖4.1.4和圖4.1.5可知，相對于理論值而言，高頻載波的頻率由1MHz降低到了991KHz，說明電路本身也會(huì)造成一定的損失，此外從高頻載波波

6、形圖中可以看出，高頻載波有一點(diǎn)點(diǎn)的失真。4.2、基極調(diào)幅原理及仿真所謂基極調(diào)幅，就是用調(diào)幅信號電壓來改變高頻功率放大器的基極偏壓，以實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。由于在欠壓狀態(tài)下，集電極電流的基波分量Icm1隨基極電壓成正比。因此，集電極的回路輸出高頻電壓振幅將隨調(diào)制信號的波形而變化，于是得到調(diào)幅波輸出。由于基極調(diào)幅電路必須工作于欠壓狀態(tài)，所以設(shè)置Re=1,Rc=2K使得晶體管工作在放大區(qū)滿足基極調(diào)幅電路工作要求。又因?yàn)椴捎玫氖?MHz的高頻載波，所以輸出調(diào)幅波的時(shí)候應(yīng)該有一個(gè)產(chǎn)生1MHz振蕩電路，通過公式 計(jì)算可得，令L=100uH,則C1=253pF，這里為了減小上下兩級之間相互影響同樣采用了耦合電感，比例為

7、一比一。 利用MULTISIM仿真的原理圖及結(jié)果如下：圖4.2.1 基極調(diào)幅電路圖4.2.2 調(diào)幅波的頻譜圖圖4.2.3 調(diào)幅波波形 電路參數(shù)：Vcc=25V,R1=1K，R2=2K分析：從圖中可以看出調(diào)幅波在開始時(shí)刻的電壓幅度比后面的電壓幅度有點(diǎn)小，這是因?yàn)樵诒镜卣鹗庨_始產(chǎn)生的時(shí)候，振幅并不能達(dá)到一個(gè)穩(wěn)定的值。另外理論上，AM調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：圖4.2.4或者可由調(diào)幅波的波形計(jì)算得到調(diào)幅度ma圖4.2.5 ma=(Vmax-Vmin)/2V0 （4.2.1）由圖4.2.3以及公式（4.2.1）可以計(jì)算得到ma=0.5而理論值ma應(yīng)該為0.67，說明在仿真的時(shí)候還是存在許多誤差的，個(gè)人認(rèn)為

8、調(diào)制系數(shù)變小是因?yàn)殡娐繁旧淼膿p耗，使得調(diào)制系數(shù)不可能達(dá)到我們計(jì)算的理論值。理論上AM調(diào)幅波的頻譜分析如下：圖4.2.6 因此我們理論上應(yīng)該得到的頻譜圖應(yīng)該如圖4.2.6中所示有三根豎線，其頻率分別為1001KHz,1000KHz,999KHz。但是在實(shí)際仿真過程中，由于高頻載波和調(diào)制信號頻率相差太遠(yuǎn)，所以在頻譜圖中只能看到在991KHz地方有一根豎線，緊挨著有兩根豎線，所以整體看起來上面細(xì)下面粗。4.3、包絡(luò)檢波器原理及其仿真在包絡(luò)檢波中，只要適當(dāng)選擇RLC和二極管D，以使充電時(shí)間常數(shù)RdC足夠?。≧d為二極管導(dǎo)通時(shí)的內(nèi)阻），充電很快；而放電時(shí)間常數(shù)RLC足夠大,放電很慢（RdCRLC），就可

9、使C兩端的電壓Vc 幅度與輸入電壓VS的幅度相當(dāng)接近,即傳輸系數(shù)接近1，另一方面，電壓VC雖然有些起伏不平，但因?yàn)檎驅(qū)щ姇r(shí)間很短，放電時(shí)間又遠(yuǎn)大于高頻電壓周期，所以輸出電壓V的起伏是很小的，可看成與高頻調(diào)幅波包絡(luò)基本一致，所以又叫做峰值包絡(luò)檢波。圖4.3.1 電路原理圖其中Cc為隔值電容，對呈交流短路，Cc兩端電壓為VAV。Ri2為下級電路輸入電阻。這里我們主要考慮包絡(luò)檢波器失真方面的幾個(gè)質(zhì)量指標(biāo)，具體如下：惰性失真： （4.3.1）底邊切割失真： （4.3.2）頻率失真： （4.3.3） （4.3.4） 在進(jìn)行仿真的時(shí)候，只是用上面四個(gè)公式進(jìn)行簡單的估算，確定上述參數(shù)主要是通過觀察包絡(luò)檢波

10、器輸出波形以及低通濾波器輸出波形來進(jìn)行調(diào)節(jié)。利用MULTISIM仿真的原理圖及結(jié)果如下：圖4.3.1 包絡(luò)檢波器電路圖圖4.3.2 包絡(luò)檢波器檢波出來的頻譜圖圖4.3.3 包絡(luò)檢波器檢波出來的波形圖電路參數(shù)：C7=1uF R3=5k C6=15uF R8=15k分析如下：從波形中可以看出解調(diào)波上還有高次諧波、底部可能有點(diǎn)失真，但總體還是可以看出是調(diào)幅波包絡(luò)的。此外由頻譜圖也可以看出存在著許多高次諧波。對于包絡(luò)檢波器當(dāng)中的參數(shù)設(shè)置分析如下： 當(dāng)采用如圖4.3.4時(shí)，檢波出來的正弦波有很明顯的高頻諧波，圖4.3.4 包絡(luò)檢波器電路圖圖4.3.5 包絡(luò)檢波器檢波出來的波形圖圖4.3.6 低通濾波器輸

11、出波形 對于上述檢波器輸出電壓以及低通濾波器輸出電壓在開始震蕩時(shí)產(chǎn)生的失真，我們認(rèn)為是由于是本地震蕩以及各級電路誤差引起失真相互疊加所導(dǎo)致的。 因此我們對電路進(jìn)行修改，通過增加C7的大小減小高次諧波分量，由仿真圖可知同時(shí)會(huì)使得檢波出來的正弦波電壓幅度變小，而且對下一級電路的影響加大，使得還原的調(diào)制信號有很大失真，令C7=10uF時(shí)，波形如下所示:圖4.3.7 包絡(luò)檢波器檢波出來的波形圖圖4.3.8 低通濾波器輸出波形從上面四個(gè)圖的比較可以知道在其他參數(shù)不變的情況下并不能一直增大C7來改善檢波器輸出的電壓。所以最后取了C7=1uF。同樣的對C6進(jìn)行調(diào)節(jié)觀察可以發(fā)現(xiàn)C6越小濾除直流分量的效果就越好

12、。具體如下:因?yàn)榘j(luò)檢波器輸出的波形含有比較多的高次諧波，不能準(zhǔn)確的判斷是否存在直流分量，因此我們通過觀察低通濾波器輸出的波形對C6進(jìn)行調(diào)節(jié)。當(dāng)其他條件不變，調(diào)節(jié)C6=10uF時(shí)，從低通濾波器輸出電壓波形可以看出濾除直流分量的效果比較好，如圖4.3.9所示。調(diào)節(jié)C6=1mF時(shí)，從低通濾波器輸出電壓的波形中很明顯可以看到有直流分量，如圖4.3.10所示。圖4.3.9 C6=10uF時(shí)低通濾波器輸出波形圖4.3.10 C6=1mF時(shí)低通濾波器輸出波形4.4、低通濾波器原理及仿真 本實(shí)驗(yàn)采用一階同向輸入低通濾波器，由公式可知調(diào)節(jié)R11與R12的比值使得低通濾波器輸出波形的電壓值接近調(diào)制信號的電壓幅度

13、。又通過公式 可計(jì)算得到參數(shù)C8及R10，截止頻率為1KHz，所以當(dāng)令R10=1K時(shí)，C8=159nF。利用MULTISIM仿真的原理圖及結(jié)果如下：圖4.4.1 低通濾波器電路圖圖4.4.2 低通濾波器輸出波形的頻譜圖圖4.4.3低通濾波器輸出波形圖 電路參數(shù)：R10=1kR11=60kR12=1kC8=159nF 分析：從頻譜圖中可以看到在1KHz時(shí)有一根豎線，說明濾波的效果比較好。此外根據(jù)上一級電路輸出的波形對放大倍數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié)使得A=61時(shí)，低通濾波器輸出的是電壓為0.5V，頻率為1KHz的正弦波。 總電路圖如下所示：5、 問題與分析1、為什么要采用包絡(luò)檢波，采用包絡(luò)檢波要注意什么，如何消

14、除高次諧波和直流分量？ 分析：檢波有同步檢波和包絡(luò)檢波，但是同步檢波主要用于對載波被抑制的雙邊帶信號或單邊帶信號進(jìn)行解調(diào)。采用包絡(luò)檢波是因?yàn)殡娐泛唵稳菀讓?shí)現(xiàn)。由包絡(luò)檢波器的質(zhì)量指標(biāo)可知要考慮惰性失真、底邊切割失真，非線性失真、頻率失真，因此我們通過公式（4.3.1）（4.3.2）（4.3.3）（4.3.4）對參數(shù)進(jìn)行估算，最主要的是靠觀察波形來調(diào)節(jié)參數(shù)以改善失真。包絡(luò)檢波器基本電路中設(shè)置了兩個(gè)電容C和Cc。C是用來濾除調(diào)幅波的高頻成分的，C越大效果越好，通過前面的分析可知，C不能太大不然會(huì)影響下一級電路輸出波形，并且本級電路輸出的電壓幅度變得很??；Cc是用來濾除直流成分的，Cc越小效果越好，同

15、樣的Cc值也不能太小。2、未解決的問題在產(chǎn)生高頻載波的時(shí)候由于起振時(shí)不能立馬產(chǎn)生一個(gè)電壓恒定的正弦波，另外理論上雖然計(jì)算得到的是1MHz，但是由于電路本身的損耗，頻率只能做到接近于1MHz，而且頻率還存在波動(dòng)。使得后面每一級電路在波形產(chǎn)生開始時(shí)存在誤差，但隨著時(shí)間增加，逐漸穩(wěn)定。此外雖然采用耦合電感對前后級進(jìn)行連接以減少相互影響，但仍然存在失真。6、評價(jià) 本電路采用電容三端式振蕩器，并沒有采用改進(jìn)的西勒電路，從而使得調(diào)節(jié)電容改變振蕩頻率的時(shí)候，反饋系數(shù)也跟著改變。其次便是基極調(diào)幅電路由于強(qiáng)調(diào)減小調(diào)制失真而導(dǎo)致的能量轉(zhuǎn)換率比較低。所以最后在濾波的時(shí)候采用的是一階同相低通濾波器，對電壓倍數(shù)進(jìn)行設(shè)置使得輸出波形的電壓峰峰值接近于調(diào)制信號的電壓幅值，然而濾波性能并不是很好，所以存在一定的頻率干擾。此外還在分單元電路連接