中頻感應電源的設計說明書

1、摘 要中頻感應電源以其加熱效率高、速度快，可控性好及易于實現(xiàn)機械化、自動化等優(yōu)點，已在熔煉、鑄造、彎管、熱鍛、焊接和表面熱處理等行業(yè)得到廣泛的應用。本設計中感應電源采用IGBT作為開關器件，可工作在10 Hz10 kHz頻段。它由整流器、濾波器、和逆變器組成。整流器采用三相全橋式整流電路。濾波器濾波采用一個大電容和兩個小的電解電容，逆變器主要由PWM控制器SG3525A控制四個IGBT的開通和關斷，實現(xiàn)DC-AC的轉換。本設計用單片機AT89C52作為控制電路的核心，通過單片機可以實現(xiàn)同步信號，給晶閘管提供脈沖信號，對整個中頻電源進行控制和保護。逆變回路采用了快速V-MOS場效應管，由控制器S

2、G3525A進行控制，驅動電路是四個M57962L構成，鎖相環(huán)CD4046組成的回路由單片機控制，實現(xiàn)了自動頻率跟蹤。同時設計了過電流檢測環(huán)節(jié)和過載保護環(huán)節(jié)，控制回路由軟件來實現(xiàn)，該電源在保證設備穩(wěn)定可靠的條件下,能夠實現(xiàn)最大的功率調(diào)節(jié)。關鍵詞：感應加熱電源；串聯(lián)諧振；逆變電路；IGBTAbstractThe Intermediate Frequency Induction Heating has been widely applied in melting, casting, bend, hot forging, welding, Surface Heat Treatment due to

3、its advantages of high heating efficiency、high speed、easily controlled、easily being mechanized and automated. The scheme has made a plan of designs based on the task of design, designed corresponding hardware circuit and developed 20kW intermediate frequency induction heating power system. The thesi

4、s discusses the Choice of converter scheme in detail. Series Resonance Inverter has another name is Voltage Inverter. Its Output Voltage approaches square wave and load current approaches sine-wave. Inversion must follow the Principles of break before make and there is enough dead-time between turn-

5、off and turn on in order to avoiding direct through in upper and lower bridges. The thesis discussed the Choice of converter scheme in detail as well as introduced the control circuit of this power source and its design principle. Develop 20kW intermediate frequency induction heating power system wi

6、th switch element IGBT. Make a research on Converter Circuit, control circuit, driver circuit etc. The CMOS chip that is applied in the design is mainly PWM Controller SG3525A and optical coupler Drive Circuit HCPL-316J. The controlled feature of PWM Controller SG3525A is fully utilized in the proce

7、ss of design, which has wide adjustable operating frequency and dead time, input under voltage lock function and twin channel output current. The optical coupler Drive Circuit HCPL-316J is chosen as the driven of IGBT due to its functions, such as fast switch speed (500ns), optical isolation, the fe

8、edback of fault situation, wide operating voltage (15V30V), automatic reset and automatic close down etc. Key Words:Induction heating power supply; series resonance；inverse circuit；IGBT1緒論隨著功率器件的發(fā)展，感應加熱電源的頻率也逐步提高，經(jīng)歷了中頻、超音頻、高頻幾個階段。在感應加熱電源的應用中，淬火、焊管、焊接等工藝都要求高頻率高功率的電源。功率MOSFET雖然可以實現(xiàn)高頻工作，但其電壓、電流容量等級低，大功

9、率電源需采用串、并聯(lián)技術，影響了電源運行的可靠性。絕緣柵雙極晶體管(IGBT)比較容易實現(xiàn)電源高功率化，但在高頻情況下，其開關損耗，尤其是IGBT關斷時存在的尾部電流，會限制工作頻率的進一步提高。本文論述的中頻感應加熱電源采用功率自關斷功率器件IGBT，負載頻率是開關管工作頻率的二倍，間接拓寬了IGBT的使用頻率；功率管工作于零電流開關狀態(tài)，徹底消除了尾部電流引起的關斷損耗，理論上可實現(xiàn)零開關損耗；同時采用死區(qū)控制策略后，可實現(xiàn)負載阻抗調(diào)節(jié)。以往一般采用晶閘管來實現(xiàn)逆變電路，但是晶閘管關斷期反壓太低，參數(shù)匹配麻煩，輸出頻率仍然偏低；而采用IGBT后，并讓電路工作在電流斷續(xù)狀態(tài)下，這些問題都得到

10、很好地解決。為滿足中小工件加熱的需要，研制了一種新型線效的中頻感應加熱電源。該電源具有輸出電壓低圈匝數(shù)少、不需要中頻變壓器降壓、結構簡單、效率高、速度快、可控性好及易于實現(xiàn)自動化等優(yōu)點，廣泛應用于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等工業(yè)生產(chǎn)過程中，成為冶金、國防、機械加工等部門及鑄、鍛和船舶、飛機、汽車制造業(yè)等不可缺少的技術手段。1.1感應加熱的原理感應加熱原理為產(chǎn)生交變的電流，從而產(chǎn)生交變的磁場，在利用交變磁場來產(chǎn)生渦流達到加熱的效果。如圖1.1：圖1.1 感應電流圖示當交變電流通入感應圈時，感應圈內(nèi)就會產(chǎn)生交變磁通，使感應圈內(nèi)的工件受到電磁感應電勢。設工件的等效匝數(shù)為。則感應電勢： （1-1）如

11、果磁通是交變得，設，則有效值為： （1-3）感應電勢E在工件中產(chǎn)生感應電流使工件內(nèi)部開始加熱，其焦耳熱為： （1-4）式中： 感應電流有效值（安），R工件電阻（歐），t時間（秒）。這就是感應加熱的原理。感應加熱與其它的加熱方式，如燃氣加熱，電阻爐加熱等不同，它把電能直接送工件內(nèi)部變成熱能，將工件加熱。而其他的加熱方式是先加熱工件表面，然后把熱再傳導加熱內(nèi)部。金屬中產(chǎn)生的功率為： （1-5）感應電勢和發(fā)熱功率不僅與頻率和磁場強弱有關，而且與工件的截面大小、截面形狀等有關，還與工件本身的導電、導磁特性等有關。在感應加熱設備中存在著三個效應集膚效應、近鄰效應和圓環(huán)效應。集膚效應：當交變電流通過導體時

12、，沿導體截面上的電流分布式部均勻的，最大電流密度出現(xiàn)在導體的表面層，這種電流集聚的現(xiàn)象稱為集膚效應。近鄰效應當兩根通有交流電的導體靠得很近時，在互相影響下，兩導體中的電流要重新分布。當兩根導體流的電流是反方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導體內(nèi)側；當兩根導體流的電流是同方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導體外側，這種現(xiàn)象稱為近鄰效應。圓環(huán)效應：若將交流電通過圓環(huán)形線圈時，最大電流密度出現(xiàn)在線圈導體的內(nèi)側，這種現(xiàn)象稱為圓環(huán)效應。感應加熱電源就是綜合利用這三種效應的設備。在感應線圈中置以金屬工件，感應線圈兩端加上交流電壓，產(chǎn)生交流電流，在工件中產(chǎn)生感應電流。此兩電流方向相反，情況與兩根平行母線流過方向相反的電流相

13、似。當電流和感應電流相互靠攏時，線圈和工件表現(xiàn)出鄰近效應，結果，電流集聚在線圈的內(nèi)側表面，電流聚集在工件的外表面。這時線圈本身表現(xiàn)為圓環(huán)效應，而工件本身表現(xiàn)為集膚效應。 交變磁場在導體中感應出的電流亦稱為渦流。工件中產(chǎn)生的渦流由于集膚效應，沿橫截面由表面至中心按指數(shù)規(guī)律衰減，工程上規(guī)定，當渦流強度從表面向內(nèi)層降低到其數(shù)值等于最大渦流強度的1/e(即36.8% )，該處到表面的距離稱為電流透入深度。由于渦流所產(chǎn)生的熱量與渦流的平方成正比，因此由表面至芯部熱量下降速度要比渦流下降速度快的多，可以認為熱量(8590%)集中在厚度為的薄層中。透入深度由下式確定： （1-6） 式中: 工件電阻率（m ）

14、, 。真空磁導率4×10(H/m). 工件磁導率(H/m ), 工件相對磁導率， 角頻率(rad/s )， f頻率(HZ)。 將。和的數(shù)值代入，即可得公式: （1-7）從上式可以看出，當材料電阻率、相對磁導率給定后，透入深度僅與頻率f平方根成反比，此工件的加熱厚度可以方便的通過調(diào)節(jié)頻率來加以控制。頻率越高，工件的加熱厚度就越薄。這種性質在工業(yè)金屬熱處理方面獲得了廣泛的應用。1.2感應加熱電源技術現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢（1）感應加熱電源技術發(fā)展現(xiàn)狀感應電源按頻率范圍可分為以下等級：500Hz以下為低頻，1-10KHz為中頻；20KHz以上為超音頻和高頻。感應加熱電源發(fā)展與電力電子器件的發(fā)展密切

15、相關。1970年浙大研制成功國內(nèi)第一臺100KW/1KHz晶閘管中頻電源以來，國產(chǎn)KGPS系列中頻電源已覆蓋了中頻機組的全部型號。在超音頻電源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音頻電源，此后日本和西班牙又在1991年相繼研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音頻電源。國內(nèi)在超音頻領域與國外還有一定差距，但發(fā)展很快，1995年浙大研制出50KW/50KHz的IGBT超音頻電源，北京有色金屬研究總院和本溪高頻電源設備廠在1996年聯(lián)合研制出100KW/20KHz的IGBT電源。在高頻這一頻段可供選擇的全控型器件只有靜電感應晶閘管（SITH

16、）和功率場效應晶閘管（MOSFET），前者是日本研制的3KW200KW，20KHz300KHz系列高頻電源,后者由歐美采用MOSFET研制成功輸出頻率為200300KHz,輸出功率為100400KW的高頻電源。與國外相比，國內(nèi)導體高頻電源存在較大差距，鐵嶺高頻設備廠1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高頻電源，但由于SIT很少進入國際化流通渠道，整機價格偏高，并沒有投入商業(yè)運行?，F(xiàn)在，電力電子應用國家工程中心設計研制出了550KW/100400KHz高頻MOSFET逆變電源。上海寶鋼1420冷軋生產(chǎn)線于1998年引進了日本富士公司的7180KHz,3200KW高頻感應加熱電源，是目

17、前世界上最為先進的逆變電源?？傮w說來，國內(nèi)在感應加熱電源的設計開發(fā)和產(chǎn)品化方面雖有發(fā)展，但遠不能適應我國工業(yè)發(fā)展的要求，對于應用范圍越來越廣泛的高頻感應加熱電源領域的研究尤為薄弱，處于剛剛起步階段。（2）感應加熱電源技術發(fā)展與趨勢感應加熱電源的水平與半導體功率器件的發(fā)展密切相關，因此當前功率器件在性能上的不斷完善，使得感應加熱電源的發(fā)展趨勢呈現(xiàn)出以下幾方面的特點。高頻率目前，感應加熱電源在中頻頻段主要采用晶閘管，超音頻頻段主要采用IGBT，而高頻頻段，由于SIT存在高導通損耗等缺陷，主要發(fā)展MOSFET電源。感應加熱電源諧振逆變器中采用的功率器件利于實現(xiàn)軟開關，但是，感應加熱電源通常功率較大，

18、對功率器件，無源器件，電纜，布線，接地，屏蔽等均有許多特殊要求，尤其是高頻電源。因此，實現(xiàn)感應加熱電源高頻化仍有許多應用基礎技術需要進一步探討。大容量化從電路的角度來考慮感應加熱電源的大容量化，可將大容量化技術分為二大類：一類是器件的串、并聯(lián)，另一類是多臺電源的串、并聯(lián)器件的均流問題，由于器件制造工藝和參數(shù)的離散性，限制了器件的串、并聯(lián)數(shù)目，且串、并聯(lián)數(shù)越多，裝置的可靠性越差。多臺電源的串、并聯(lián)技術是在器件串、并聯(lián)技術基礎上進一步大容量化的有效手段，借助于可靠的電源串、并聯(lián)技術，在單機容量適當?shù)那闆r下，可簡單地通過串、并聯(lián)運行方式得到大容量裝置，每臺單機只是裝置的一個單元或一個模塊。感應加熱電

19、源逆變器主要有并聯(lián)逆變器和串聯(lián)逆變器，串聯(lián)逆變器輸出可等效為一低阻抗的電壓源，當二電壓源并聯(lián)時，相互間的幅值、相位和頻率不同或波動時將導致很大的環(huán)流以致逆變器器件的電流產(chǎn)生嚴重不均，因此串聯(lián)逆變器存在并機擴容困難；而對并聯(lián)逆變器，逆變器輸入端的直流大電抗器可充當各并聯(lián)器之間的電流緩沖環(huán)節(jié)，使得輸入端的AC/DC或DC/AC環(huán)節(jié)有足夠的時間來糾正直流電源的偏差，達到多機并聯(lián)擴容。負載匹配感應加熱電源多用于工業(yè)現(xiàn)場，其運行工況比較復雜，它與鋼鐵、冶金和金屬熱處理行業(yè)具有十分密切的聯(lián)系，他的負載對象各式各樣，而電源逆變器與負載是一有機的整體，負載直接影響到電源的運行效率和可靠性。對焊接、表面熱處理等

20、負載，一般采用匹配變壓器連接電源和負載感應器，對高頻、超音頻電源用的匹配變壓器要求漏抗很小，如何實現(xiàn)匹配變壓器的高輸入效率，從磁性材料選擇到繞組結構的設計已成為一重要課題，另外，從電路拓撲上負載結構以三個無源元件代替原來的二哥無源元件以取消匹配變壓器，實現(xiàn)高效、低成本隔離匹配。智能化控制隨著感應熱處理生產(chǎn)線自動化控制程度及對電源可靠性要求的提高，感應加熱電源正向智能化控制方向發(fā)展。具有計算機智能接口、遠程控制、故障自動診斷等控制性能的感應加熱電源正成為下一代發(fā)展目標。2.感應電源實現(xiàn)方案研究2.1 串并聯(lián)諧振電路的比較感應加熱電源根據(jù)補償形式分為兩種，并聯(lián)諧振式(電流型)電源和串聯(lián)諧振式(電壓

21、型)電源。圖2.1感應加熱電源主電路圖并聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是并聯(lián)諧振逆變器，其負載為并聯(lián)諧振負載。通常需電流源供電，在感應加熱中，電流源通常由整流器加一個大電感構成。由于電感值較大，可以近似認為逆變器輸入端電流固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電流，其電流幅值取決于逆變器的輸入端電流值，頻率取決于器件的開關頻率。 串聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是串聯(lián)諧振逆變器，其負載為串聯(lián)諧振負載。通常需電壓源供電，在感應加熱中，電壓源通常由整流器加一個大電容構成。由于電容值較大，可以近似認為逆變器輸入端電壓固定不變。交替開通和關斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器

22、的輸出端獲得交變的方波電壓，其電壓幅值取決于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于器件的開關頻率。串聯(lián)諧振逆變器和并聯(lián)諧振逆變器的差別，源于它們所用的振蕩電路不同，前者是用L、R和C串聯(lián)，后者是L、R和C并聯(lián)； (1)串聯(lián)諧振逆變器的輸入電壓恒定，輸出電流近似正弦波，輸出電壓為矩形波，換流是在晶閘管上電流過零以后進行，因而電流總是超前電壓角。 并聯(lián)諧振逆變器的輸入電流恒定，輸出電壓近似正弦波，輸出電流為矩形波，換流是在諧振電容器上電壓過零以前進行，負載電流也總是越前于電壓 角。這就是說，兩者都是工作在容性負載狀態(tài)。(2)串聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是自然關斷的，關斷前其電流己逐漸減少到零

23、，因而關斷時間短，損耗小。在換流時，關斷的晶閘管受反壓的時間較長。并聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是在全電流運行中被強迫關斷的，電流被迫降至零以后還需加一段反壓時間，因而關斷時間較長。相比之下，串聯(lián)諧振逆變器更適宜于在工作頻率較高的感應加熱裝置中使用。(3)串聯(lián)諧振逆變器起動較容易，適用于頻繁起動工作的場所；而并聯(lián)諧振逆變器需附加起動電路，起動較為困難，起動時間長。至今仍有人在研究并聯(lián)諧振逆變器的起動問題。串聯(lián)諧振逆變器晶閘管暫時丟失脈沖，會使振蕩停止，但不會造成逆變顛覆。而并聯(lián)諧振逆變器晶閘管偶爾丟失觸發(fā)脈沖時，仍可維持振蕩。(4)串聯(lián)諧振逆變器并接大的濾波電容器，當逆變失敗時，浪涌電流大，保

24、護困難。但隨著保護手段的不斷完善以及器件模塊本身也有自帶保護功能，串聯(lián)諧振逆變器的保護不再是難題。 并聯(lián)諧振逆變器串接大電抗器，但在逆變失敗時，由于電流受大電抗限制，沖擊不大，較易保護。(5)串聯(lián)諧振逆變器感應線圈上的電壓和補償電容器上的電壓，都為諧振逆變器輸出電壓的Q倍。當Q值變化時，電壓變化比較大，所以對負載的變化適應性差。流過感應線圈上的電流，等于諧振逆變器的輸出電流。并聯(lián)諧振逆變器的感應線圈和補償電容器上的電壓，都等于逆變器的輸出電壓，而流過它們的電流，則都是逆變器輸出電流的Q倍。逆變器器件關斷時，將承受較高的正向電壓，器件的電壓參數(shù)要求較高。(6)串聯(lián)諧振逆變器的感應加熱線圈與逆變電

25、源(包括補償電容器)的距離較遠時，對輸出功率的影響較小。而對并聯(lián)諧振逆變器來說，感應加熱線圈應盡量靠近電源(特別是補償電容器)，否則功率輸出和效率都會大幅度降低。綜合比較串、并聯(lián)諧振逆變器的優(yōu)缺點，決定對串聯(lián)諧振式電源進行研究。2.2 串聯(lián)諧振電源工作原理串聯(lián)諧振逆變器也稱電壓型逆變器，其原理圖如圖2.2所示。串聯(lián)諧振型逆變器的輸出電壓為近似方波，由于電路工作在諧振頻率附近，使振蕩電路對于基波具有最小阻抗，所以負載電流近似正弦波同時，為避免逆變器上、下橋臂間的直通，換流必須遵循先關斷后導通的原則，在關斷與導通間必須留有足夠的死區(qū)時間。 圖2.2 串聯(lián)逆變器結構 （a）容性負載 （b）感性負載

26、圖 2.3負載輸出波形當串聯(lián)諧振逆變器在低端失諧時(容性負載)，它的波形見圖2.3(a)。由圖可見，工作在容性負載狀態(tài)時，輸出電流的相位超前于電壓相位，因此在負載電壓仍為正時，電流先過零，上、下橋臂間的換流則從上(下)橋臂的二極管換至下(上)橋臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并聯(lián)二極管具有慢的反向恢復特性，使得在換流時會產(chǎn)生較大的反向恢復電流，而使器件產(chǎn)生較大的開關損耗，而且在二極管反向恢復電流迅速下降至零時，會在與MOSFET串聯(lián)的寄生電感中產(chǎn)生大的感生電勢，而使MOSFET受到很高電壓尖峰的沖擊當串聯(lián)諧振型逆變器在高端失諧狀態(tài)時(感性負載)，它的工作波形見圖2.3(b)。由圖可見

27、，工作在感性負載狀態(tài)時，輸出電流的相位滯后于電壓相位，其換流過程是這樣進行的，當上(下)橋臂的MOSFET關斷后，負載電流換至下（上）橋臂的反并聯(lián)的二極管中，在滯后一個死區(qū)時間后，下(上)橋臂的MOSFET加上開通脈沖等待電流自然過零后從二極管換至同橋臂的MOSFET.由與MOSFET中的電流是從零開始上升的，因而基本實現(xiàn)了零電流開通，其開關損耗很小。另一方面，MOSFET關斷時電流尚末過零，此時仍存在一定的關斷損耗，但是由于MOSFET關斷時間很短，預留的死區(qū)不長，并且因死區(qū)而必須的功率因數(shù)角并不大，所以適當?shù)乜刂颇孀兤鞯墓ぷ黝l率，使之略高于負載電路的諧振頻率，就可以使上(下)橋臂的MOSF

28、ET向下(上)橋臂的反并聯(lián)的二極管換流其瞬間電流也是很小的，即MOSFET關斷和反并聯(lián)二極管開通是在小電流下發(fā)生的，這樣也限制了器件的關斷損耗。上述分析可知，串聯(lián)諧振型逆變器在適當?shù)墓ぷ鞣绞较?，開關損耗很小因而，可以工作在較高的工作頻率下這也是串聯(lián)諧振型逆變器在半導體高頻感應加熱電源中受到更多重視的主要原因之一。2.3 電路調(diào)功方案的分析與選擇由于感應加熱過程中，負載等效參數(shù)會隨溫度和爐料熔化變化而變化以及加熱工藝的需要，感應加熱電源應該能對負載進行功率調(diào)節(jié)。由于串聯(lián)諧振型逆變器有多種不同的調(diào)功方式，我們需要在研制過程中根據(jù)實際的應用場合、性能要求等做出合理的選擇。系統(tǒng)的調(diào)功方式總體上可以分為

29、直流側調(diào)功和逆變側調(diào)功兩種。直流側調(diào)功即在逆變器的直流電源側通過對逆變環(huán)節(jié)輸入電壓幅值的調(diào)節(jié)來實現(xiàn)對逆變器輸出功率的調(diào)節(jié)，即調(diào)壓調(diào)功方式（PAM）。這樣負載就可以通過鎖相措施讓其工作在諧振或接近諧振的工作頻率。調(diào)節(jié)整理電路輸出電壓的方式 大致可以分為兩種：相控整流調(diào)功或不控整流后斬波調(diào)功。逆變側調(diào)功即在逆變器測通過對逆變環(huán)節(jié)功率器件的開關特性控制改變逆變器輸出工作狀態(tài)，從而實現(xiàn)對逆變器輸出功率的調(diào)節(jié)。逆變側調(diào)功可以分為脈沖頻率調(diào)制（PFM）、脈沖密度調(diào)制（PDM）、脈沖移相調(diào)制三種。采用逆變側調(diào)功方案時就可以在直流側采用不控整流，簡化整流器電路，提高整體網(wǎng)側功率因數(shù)，同時逆變側功率調(diào)節(jié)的響應速

30、度比采用直流側要快。相控整流調(diào)功電路簡單成熟，控制方便；斬波調(diào)功在大功率場合下電源的整機效率和可靠性將會降低，不適合于本電源的正常工作。脈沖頻率調(diào)制會因調(diào)功過程中頻率的變化對加熱工件產(chǎn)生很大的影響；脈沖密度調(diào)制在功率閉環(huán)的場合中工作穩(wěn)定性較差，且呈有級調(diào)功方式；脈沖移相調(diào)功會增加功率的損耗，如采用軟開關則會增加電路的復雜性。綜合這五種調(diào)功方式的優(yōu)缺點，并結合本課題工作在大功率場合，選擇采用晶閘管相控整流調(diào)功，通過調(diào)節(jié)晶閘管導通角得到幅值大學變化的直流輸出電壓供給逆變環(huán)節(jié)，從而改變逆變環(huán)節(jié)的輸出功率。這種調(diào)功方式電路簡單成熟，控制方便。2.4 本課題設計思路及主要設計內(nèi)容 本課題研究的是一種感應

31、加熱電源。系統(tǒng)原理框圖見圖2.4圖2.4系統(tǒng)原理框圖本文的設計思路本設計主電路由三相橋式全控整流電路提供可調(diào)直流電壓,經(jīng)大電容濾波后供給單相逆變橋作振蕩電源, 負載電路采用純串聯(lián)結構，以單片機作為控制回路的核心，為主電路提供脈沖信號，對整個中頻電源進行控制和保護。逆變回路采用了快速V-MOS場效應管，由高速鎖相環(huán)CD4046對其進行控制，實現(xiàn)了自動頻率跟蹤。通過改變導通角a的大小實現(xiàn)功率的調(diào)節(jié)。本文主要設計內(nèi)容：(1)給出系統(tǒng)理論模型和主要設計內(nèi)容。(2)主回路部分，進一步介紹了整個系統(tǒng)的總體工作過程，分析了主回路的等效模型，通過計算選擇主回路元器件參數(shù)。(3)控制系統(tǒng)及實驗論證，介紹了控制回

32、路硬件原理和控制模塊AT89C52及其組成方案。(4)驅動電路部分，給出了晶閘管和IGBT驅動電路的要求和驅動模塊，及其在本系統(tǒng)的用途。(5)結論部分，對設計方案進行了綜合和總結，并提出了進一步的工作設想，還附帶了經(jīng)過本次畢業(yè)設計的心得體會。(6)外文翻譯及譯文。3.感應加熱電源電路的主回路設計3.1主電路的主要設計技術參數(shù)輸入電壓：AC380V,50HZ,輸出額定功率：100KW ，輸出頻率：1KHZ 輸出額定電壓：750V功率調(diào)節(jié)范圍：額定功率的10100，負載參數(shù)：R=0.5，L=1.5mH，C=16uF3.2感應加熱電源電路的主回路結構主電路結構框圖如圖3.1所示：圖3.1 感應加熱電

33、源主結構框圖感應加熱電源主電路圖，如圖3.2所示圖3.2 感應加熱電源的主電路圖如圖3.2所示，感應加熱電源主電路由整流器、濾波器和逆變器組成。整流器采用晶閘管三相全橋式全控整流電路，電容C10起濾波的作用，兩個電解電容C11，C12串聯(lián)以減小單個電容的承受的電壓，R11 , R12起均壓作用。R9為限流電阻，當系統(tǒng)開始上電時，由于電容兩端電壓為零，故剛開始對電容充電時，電流將很大，加上限流電阻R1后則就電流不會很大了。當電容兩端電壓達到一定數(shù)值時，交流接觸器KM1閉合，將限流電阻短接。系統(tǒng)即可正常工作。根據(jù)移相角的不同輸出不同的電壓，既而調(diào)節(jié)電源的功率，其中R1-R8和C1-C8為晶閘管吸收

34、緩沖電阻電容。逆變器采用單相逆變橋，和串聯(lián)諧振電路相接。利用輪流驅動單相對角的兩組IGBT工作，把恒定的直流電壓變成10 Hz10 kHz方波電壓輸出給負載。3.2.1 整流部分電路分析（1）基本工作原理為了盡可能減小整流器直流輸出電壓中的紋波，通常在整流器直流一側并聯(lián)容量較大的濾波電容。本設計采用目前應用最為廣泛的三相橋式全控整流電路，其原理圖如圖3.2所示，習慣將其中陰極連接在一起的3個晶閘管(VTl、VT3、VT5)稱為共陰極組；陽極連接在一起的3個晶閘管(VT4、VT6、VT2)稱為共陽極組。此外，習慣上希望晶閘管按從1至6的順序導通，為此將晶閘管按圖示的順序編號，即共陰極組中與a、b

35、、c三相電源相接的3個晶閘管分別為VT1，VT3，VT5，共陽極組中與a、b、c三相電源相接的3個晶閘管分別為VT4、VT6、VT2；從以下的分析可知，按此編號，晶閘管的導通順序為VT1VT2VT3VT4VT5VT6。圖3.3 電容濾波的三相橋式不可控整流電路的波形對共陰極組的3個晶閘管，陽極所接交流電壓值最高的一個導通。而對共陽極組的3個晶閘管，則是陰極所接交流電壓值最低(或者說負得最多)的一個導通。這樣，任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個晶閘管處于導通狀態(tài)，加于負載上的電壓為某一線電壓。此時電路工作波形如圖3.3所示。從相電壓波形看，以變壓器二次側的中點n為參考點，共陰極組晶閘管導通時，

36、整流輸出電壓Ud1為相電壓在正半周的包絡線；共陽極組導通時，整流輸出電壓Ud2為相電壓在負半周的包絡線，總的整流輸出電壓，是兩條包絡線間的差值，將其對應到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡線。直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的晶閘管對應的是最大(正得最多)的相電壓，而共陽極組中處于通態(tài)的晶閘管對應的是最小(負得最多)的相電壓，輸出整流電壓為這兩個相電壓相減，是線電壓中最大的一個，因此輸出整流電壓波形為線電壓在正半周期的包絡線。由圖3.2知,第階段，a相電位最高，共陰極組VT1導通，b相電位最低，共陽極組VT6導通。電流流通路徑為a-VT1 -LVT6-b,負載上的電壓，變壓器在a

37、、b兩相工作，共陰極組a相電流為正，共陽極組的b相電流為負。 第階段，a相電位仍為最高，VT1繼續(xù)導通，但c相電位最低，VT2導通，電流從b相換至c相。VT2因承受反向電壓而關斷。這時電流流通路徑為：a-VT1 -RL-VT2-c, 負載上的電壓第階段，b相電位最高，VT3導通，則共陰極組換相至VT3，電流從a相換至b相，VT1因為承受反向電壓而關斷，VT2因為c相電位仍為最低，而繼續(xù)導通，電流流通路徑為：b-VT5-R-L-VT2-c,負載上電壓。 以下、段依次類推。在段，VT3、VT4導通，。以后重復上訴過程。 3.2.3逆變部分電路分析(1)全橋逆變電路基本工作原理電壓型全橋逆變電路的原

38、理圖己在圖3.2中給出，它共有4個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。把橋臂l和4作為一對，橋臂2和3作為另一對，成對的兩個橋臂同時導通，兩對交替各導通.每個橋臂由一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管組成。在直流側接有一個足夠大的電解電容。負載接在兩對橋臀聯(lián)結點之間。設四個IGBT有兩組的柵極信號在一個周期內(nèi)各有半周正偏，半周反偏，且二者互補。當負載為感性時，其工作波形如圖3.4所示。輸出電壓為矩形波，其幅值為UmUd,輸出電流波形隨負載情況而異。設t2時刻以前V1,V4通態(tài)，V2,V3為斷態(tài)。t2時刻給V1,V4關斷信號，給V2,V3開通信號，則V1,V4關斷，但由于感性負載中的電流，不能立即改

39、變方向，于是VD2，VD3導通續(xù)流。當t3時刻降為零時，VD2，VD3截止，V2，V3開通。開始反向。同樣，在t4時刻給V2,V3關斷信號，給Vl,V4開通信號后，V2,V3關斷，VD1,VD4先導通續(xù)流，t5時刻V1,V4才開通。各段時間內(nèi)導通器件的名稱標于圖3.4。U0Um0-Umt t3 t4 0 t1 t2 t5 t6 t V1 V4 V2 V3 V1 V4 V2 V3ON VD1VD4 VD2VD3 VD1VD4 VD2VD3圖3.4 單相全橋電壓型逆變電路工作波形當V1、V4或V2、V3為通態(tài)時，負載電流和電壓同方向。直流側向負載提供能量；而當VD1，VD4或VD2，VD3為通態(tài)時

40、，負載電流和電壓反向，負載電感中貯藏的能量向直流側反饋，即負載電感將其吸收的無功能量反饋回直流側。反饋回的能量暫時儲存在直流側電容器中，直流側電容器起著緩沖這種無功能量的作用。因為二極管VDl、VD4、VD2、VD3是負載向直流側反饋能量的通道，故稱為反饋二極管；又因為VDl、VD2、VD3、VD4 起著使負載電流連續(xù)的作用，因此又稱續(xù)流二極管。 3.3 系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設定3.3.1整流側主電路的參數(shù)計算（1）根據(jù)逆變側的額定電壓值U=750V,有 U=0.9Ud整流輸出的電壓平均值Ud=833V ，再由32/=1.35U（3-1）得U1=617V,電網(wǎng)的電壓為380V，則變壓器的變比

41、為380:617即選擇變比為1:2的升壓變壓器，即取U1=760V。再根據(jù)（3-1）式計算的Ud=1026V考慮電源內(nèi)阻、線路壓降和元器件壓降，取=1000V根據(jù)電源的輸出功率=100KW，考慮到逆變器的效率=0.9，整流器的輸出電流： Id=100KW/(1000V*0.9)=111.1A變壓器副邊電流I2=0.816Id=90.7A進線電流為 I1=90.7*2=181.4A（2）主接觸器的選擇根據(jù)進線電流的大小，考慮1-2倍的裕量，主接觸器KM（3）晶閘管由于進線是50Hz的工頻交流電，所以選用普通晶閘管即可。流過晶閘管的電流有效值：Ig=Id/3=64.1A為了安全起見，晶閘管的額定電

42、流為正常使用時工作電流的（2-3）倍，則可得晶閘管的通態(tài)平均電流：It=(2:3) Ig/1.57=(81.7:122.5)A 在三相整流電路中，每個橋臂的晶閘管承受的正反向電壓的最大值等于交流三相電網(wǎng)進線線電壓的峰值，晶閘管額定電壓一般考慮（2-3）倍的裕量，則其而定電壓：Ut=(2:3)2 U1=(2:3)2*760V=(2149.5:3223.9)V（4）晶閘管并聯(lián)阻容吸收元件阻容吸收元件主要用于限制換流過程中在晶閘管上引起的電壓變換，在晶閘管關斷時，能為反向恢復電流提供通路，減小關斷時的，從而抑制關斷時的過電壓。吸收電容值一般可根據(jù)流過晶閘管的電流值計算電容，取0.011F不等，電容器

43、的耐壓應應比晶閘管實際承受的反向峰值電壓高1.1倍以上，選用0.1F。電阻主要用于抑制振蕩和降低晶閘管的開通損耗，其值大些為好，但過大會降低電容吸收浪涌電壓的效果。一般取101000不等，這里取10，功率允許值為25W。3.3.2濾波參數(shù)的計算（1）濾波電容在可調(diào)直流電壓電源中，濾波電容起濾波和穩(wěn)定電壓的作用，由于采用三相全控橋式整流電路，其整流電壓中的紋波隨控制角的大小變化，但紋波中的基波成分總是300 Hz.為確保晶閘管工作在大導通角時，即在整流輸出為額定電壓的5以上，逆變器都能穩(wěn)定工作，濾波電路 的時間常數(shù)，即濾波電容C與直流電源的等效負載電阻的乘積，必須為紋波中基波周期時間的6倍以上，

44、一般取6-8倍即可，即 :逆變器功率為100KW正常工作時的直流電源的負載電阻為：Rd=Ud/Id=1000V/111.1=10因此 Cd=6:8/(300*Rd)=(2-2.6)mf實際中取2mf，濾波電容耐壓的確定：在輸出最大電壓下，電容也能正常工作，所以濾波電容的耐壓取值應高于，可以采用兩個串聯(lián)電容達到耐壓的要求。3.3.3逆變側參數(shù)計算(1)IGBT的選擇開關承受的最大正向電壓為逆變器的輸入電壓，考慮的開關時的浪涌電壓,實際應用中應考慮留有一定的安全裕量，一般為2-3倍，因此可取IGBT的耐壓值為：Um=(2:3)Ud=2000V-3000V逆變器的輸出基波電流為：Ih=100KW*

45、/(22*1000V*0.9)=123.4A其中Ud為整流輸出電壓，COS為逆變器輸出功率因數(shù)，設定為0.9.則其峰值為：Imh=2* Ih=174.5A4.控制電路的設計在本設計的要求下，串聯(lián)諧振中頻感應電源的控制部分，由控制芯片單片機AT89C52組成的最小系統(tǒng)、晶閘管觸發(fā)電路、IGBT驅動電路、霍爾元件組成的反饋電路。4.1控制芯片AT89C52 AT89C52是51系列單片機的一個型號，它是ATMEL公司生產(chǎn)的。AT89C52是一個低電壓，高性能CMOS 8位單片機，片內(nèi)含8k bytes的可反復擦寫的Flash只讀程序存儲器和256 bytes的隨機存取數(shù)據(jù)存儲器（RAM），器件采用

46、ATMEL公司的高密度、非易失性存儲技術生產(chǎn)，兼容標準MCS-51指令系統(tǒng)，片內(nèi)置通用8位中央處理器和Flash存儲單元，功能強大的AT89C52單片機可為您提供許多較復雜系統(tǒng)控制應用場合。AT89C52有40個引腳，32個外部雙向輸入/輸出（I/O）端口，同時內(nèi)含2個外中斷口，3個16位可編程定時計數(shù)器,2個全雙工串行通信口，2個讀寫口線，AT89C52可以按照常規(guī)方法進行編程,但不可以在線編程(S系列的才支持在線編程)。其將通用的微處理器和Flash存儲器結合在一起，特別是可反復擦寫的Flash存儲器可有效地降低開發(fā)成本。AT89C52有PDIP、PQFP/TQFP及PLCC等三種封裝形式

47、，以適應不同產(chǎn)品的需求。4.1.1芯片管腳及其功能介紹(腳32-腳39)P0 口：P0 口是一組8 位漏極開路型雙向I/O 口， 也即地址/數(shù)據(jù)總線復用口。作為輸出口用時，每位能吸收電流的方式驅動8 個TTL邏輯門電路，對端口P0 寫“1”時，可作為高阻抗輸入端用。在訪問外部數(shù)據(jù)存儲器或程序存儲器時，這組口線分時轉換地址（低8 位）和數(shù)據(jù)總線復用，在訪問期間激活內(nèi)部上拉電阻。在Flash 編程時，P0 口接收指令字節(jié)，而在程序校驗時，輸出指令字節(jié)，校驗時，要求外接上拉電阻。（腳1-腳8）P1 口：P1 是一個帶內(nèi)部上拉電阻的8 位雙向I/O 口， P1 的輸出緩沖級可驅動（吸收或輸出電流）4

48、個TTL 邏輯門電路。對端口寫“1”，通過內(nèi)部的上拉電阻把端口拉到高電平，此時可作輸入口。作輸入口使用時，因為內(nèi)部存在上拉電阻，某個引腳被外部信號拉低時會輸出一個電流(IIL)。與AT89C51 不同之處是，P1.0 和P1.1 還可分別作為定時/計數(shù)器2 的外部計數(shù)輸入（P1.0/T2）和輸入（P1.1/T2EX）。Flash 編程和程序校驗期間，P1 接收低8 位地址。P1.0 T2（定時器/計數(shù)器T2的外部計數(shù)輸入），時鐘輸出P1.1 T2EX（定時器/計數(shù)器T2的捕捉/重載觸發(fā)信號和方向控制）P1.5 MOSI（在系統(tǒng)編程用）P1.6 MISO（在系統(tǒng)編程用）P1.7 SCK（在系統(tǒng)編

49、程用）（腳21-腳28）P2 口：P2 是一個帶有內(nèi)部上拉電阻的8 位雙向I/O 口，P2 的輸出緩沖級可驅動（吸收或輸出電流）4 個TTL 邏輯門電路。對端口P2 寫“1”，通過內(nèi)部的上拉電阻把端口拉到高電平，此時可作輸入口，作輸入口使用時，因為內(nèi)部存在上拉電阻，某個引腳被外部信號拉低時會輸出一個電流(IIL)。在訪問外部程序存儲器或16 位地址的外部數(shù)據(jù)存儲器（例如執(zhí)行MOVX DPTR 指令）時，P2口送出高8 位地址數(shù)據(jù)。在訪問8 位地址的外部數(shù)據(jù)存儲器（如執(zhí)行MOVX RI 指令）時，P2 口輸出P2 鎖存器的內(nèi)容。Flash 編程或校驗時，P2亦接收高位地址和一些控制信號。（腳10

50、-腳17）P3 口：P3 口是一組帶有內(nèi)部上拉電阻的8 位雙向I/O 口。P3 口輸出緩沖級可驅動（吸收或輸出電流）4 個TTL 邏輯門電路。對P3 口寫入“1”時，它們被內(nèi)部上拉電阻拉高并可作為輸入端口。此時，被外部拉低的P3 口將用上拉電阻輸出電流（IIL）。P3 口除了作為一般的I/O 口線外，更重要的用途是它的第二功能P3 口還接收一些用于Flash 閃速存儲器編程和程序校驗的控制信號。(腳9）RST：復位輸入。當振蕩器工作時，RST引腳出現(xiàn)兩個機器周期以上高電平將使單片機復位。P3.0 RXD(串行輸入口) P3.1 TXD(串行輸出口) P3.2 INTO(外中斷0) P3.3 I

51、NT1(外中斷1) P3.4 TO(定時/計數(shù)器0) P3.5 T1(定時/計數(shù)器1) P3.6 WR(外部數(shù)據(jù)存儲器寫選通) P3.7 RD(外部數(shù)據(jù)存儲器讀選通)（腳30）ALE/PROG： 當訪問外部程序存儲器或數(shù)據(jù)存儲器時，ALE（地址鎖存允許）輸出脈沖用于鎖存地址的低8 位字節(jié)。一般情況下，ALE 仍以時鐘振蕩頻率的1/6 輸出固定的脈沖信號，因此它可對外輸出時鐘或用于定時目的。要注意的是：每當訪問外部數(shù)據(jù)存儲器時將跳過一個ALE 脈沖。對Flash 存儲器編程期間，該引腳還用于輸入編程脈沖（PROG）。如有必要，可通過對特殊功能寄存器（SFR）區(qū)中的8EH 單元的D0 位置位，可禁

52、止ALE 操作。該位置位后，只有一條MOVX 和MOVC指令才能將ALE 激活。此外，該引腳會被微弱拉高，單片機執(zhí)行外部程序時，應設置ALE 禁止位無效。（腳29）PSEN：程序儲存允許（PSEN）輸出是外部程序存儲器的讀選通信號，當AT89C52 由外部程序存儲器取指令（或數(shù)據(jù)）時，每個機器周期兩次PSEN 有效，即輸出兩個脈沖。在此期間，當訪問外部數(shù)據(jù)存儲器，將跳過兩次PSEN信號。（腳31）EA/VPP：外部訪問允許。欲使CPU 僅訪問外部程序存儲器（地址為0000HFFFFH），EA 端必須保持低電平（接地）。需注意的是：如果加密位LB1 被編程，復位時內(nèi)部會鎖存EA端狀態(tài)。如EA端為

53、高電平（接Vcc端），CPU 則執(zhí)行內(nèi)部程序存儲器中的指令。Flash 存儲器編程時，該引腳加上+12V 的編程允許電源Vpp，當然這必須是該器件是使用12V 編程電壓Vpp。（腳19）XTAL1：振蕩器反相放大器的及內(nèi)部時鐘發(fā)生器的輸入端。（腳18）XTAL2：振蕩器反相放大器的輸出端。特殊功能寄存器：在AT89C52 片內(nèi)存儲器中，80H-FFH 共128 個單元為特殊功能寄存器（SFE），SFR 的地址空間映象如表2 所示。并非所有的地址都被定義，從80HFFH 共128 個字節(jié)只有一部分被定義，還有相當一部分沒有定義。對沒有定義的單元讀寫將是無效的，讀出的數(shù)值將不確定，而寫入的數(shù)據(jù)也將

54、丟失。不應將數(shù)據(jù)“1”寫入未定義的單元，由于這些單元在將來的產(chǎn)品中可能賦予新的功能，在這種情況下，復位后這些單元數(shù)值總是“0”。AT89C52除了與AT89C51所有的定時/計數(shù)器0 和定時/計數(shù)器1 外，還增加了一個定時/計數(shù)器2。定時/計數(shù)器2 的控制和狀態(tài)位位于T2CON、T2MOD，寄存器對（RCAO2H、RCAP2L）是定時器2 在16 位捕獲方式或16 位自動重裝載方式下的捕獲/自動重裝載寄存器。4.1.2 AT89C52的最小系統(tǒng)單片機最小系統(tǒng)主要由電源、復位、振蕩電路以及擴展部分等部分組成。最小系統(tǒng)原理圖如圖4.1所示。51單片機雖然使用時間最早、應用范圍最廣，但是在實際使用過

55、程中，一個典型的問題就是相比其他系列的單片機，51單片機更容易受到干擾而出現(xiàn)程序跑飛的現(xiàn)象，克服這種現(xiàn)象出現(xiàn)的一個重要手段就是為單片機系統(tǒng)配置一個穩(wěn)定可靠的電源供電模塊。復位電路圖4.1.2 復位電路圖單片機的置位和復位，都是為了把電路初始化到一個確定的狀態(tài)，一般來說，單片機復位電路作用是把一個例如狀態(tài)機初始化到空狀態(tài)，而在單片機內(nèi)部，復位的時候單片機是把一些寄存器以及存儲設備裝入廠商預設的一個值。單片機復位電路原理是在單片機的復位引腳RST上外接電阻和電容，實現(xiàn)上電復位。當復位電平持續(xù)兩個機器周期以上時復位有效。復位電平的持續(xù)時間必須大于單片機的兩個機器周期。具體數(shù)值可以由RC電路計算出時間

56、常數(shù)。復位電路由按鍵復位和上電復位兩部分組成。復位電路由按鍵復位和上電復位兩部分組成。（1）上電復位：C51系列單片及為高電平復位，通常在復位引腳RST上連接一個電容到VCC，再連接一個電阻到GND，由此形成一個RC充放電回路保證單片機在上電時RST腳上有足夠時間的高電平進行復位，隨后回歸到低電平進入正常工作狀態(tài)，這個電阻和電容的典型值為10K和10uF。（2）按鍵復位：按鍵復位就是在復位電容上并聯(lián)一個開關，當開關按下時電容被放電、RST也被拉到高電平，而且由于電容的充電，會保持一段時間的高電平來使單片機復位。振蕩電路圖4.1.3 振蕩電路圖單片機系統(tǒng)里都有晶振，在單片機系統(tǒng)里晶振作用非常大，全程叫晶體振蕩器，他結合單片機內(nèi)部電路產(chǎn)生單片機所需的時鐘頻率，單片機晶振提供的時鐘頻率越高，那么單片機運行速度就越快，單片接的一切指令的執(zhí)行都是建立在單片機晶振提供的時鐘頻率。在通常工作條件下，普通的晶振頻率絕對精度可達百萬分之五十。高級的精度更高。有些晶振還可以由外加電壓在一定范圍內(nèi)調(diào)整頻率，稱為壓控振蕩器（V