華南理工大學(xué)電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告

1、South China University of Technology電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告正激式直流電源的設(shè)計專 業(yè)： 電氣工程及其自動化班 級：12電氣（6）班學(xué) 號：2姓 名：林家俊指導(dǎo)老師：王學(xué)梅老師華南理工大學(xué)電力學(xué)院2014年1月12日1. 課題名稱與研究現(xiàn)狀正激式直流電源的設(shè)計。 所謂正激式直流電源 （亦稱為正激式開關(guān)電源） 只 是開關(guān)電源的一種， 按照不同的標準開關(guān)電源可以分成不同的種類 : 從工作性質(zhì) 上分，大體上可分“硬開關(guān)”和“軟開關(guān)”兩種，從工作方式上分，又可以分為 正激式、反激式、推挽式，將推挽式加以改進又可分為半橋式和全橋式。正激式 的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)同名端

2、式一致的， 而反激式的則剛好相反， 而且在具體 的功能上二者也有區(qū)別， 正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用， 而反激式 變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用， 因為由于變壓器電感的極性 的不同，反激式變壓器一次側(cè)與二次側(cè)是不會同時導(dǎo)通的， 但正激式和反激式變 壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構(gòu)成一次側(cè)，而輸出端則只有一組， 推挽式的變壓器則相當(dāng)于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合， 其有兩個輸入 端兩個輸出端。 一般來說正激式的輸出功率要高一些， 成本也相應(yīng)的高一些， 而 反激式易于實現(xiàn)，但是功率比較小，成本也低一些，推挽式的電路比較復(fù)雜，輸 出功率范圍比較廣。由于反激式開關(guān)

3、電源中的開關(guān)變壓器起到儲能電感的作用， 因此反激式開關(guān)變壓器類似于電感的設(shè)計， 但需注意防止磁飽和的問題。 反激式 在20100W的小功率開關(guān)電源方面比較有優(yōu)勢，因其電路簡單，控制也比較 容易。而正激式開關(guān)電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用， 其開關(guān)變壓器 可按正常的變壓器設(shè)計方法，但需考慮磁復(fù)位、同步整流等問題。正激式適合 50250W 之低壓、大電流的開關(guān)電源。這是二者的重要區(qū)別！電源是各種電子 設(shè)備必不可少的組成部分， 其性能的優(yōu)劣直接與電子設(shè)備的性能指標及是否能安 全可靠地工作相關(guān)。 開關(guān)電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點， 到目前已 經(jīng)廣泛用于各種電子電器設(shè)備， 特別是計算機

4、和通信設(shè)備， 包括移動終端和消費 類電子產(chǎn)品， 可以說無所不在， 不可或缺。 開關(guān)電源是一種利用現(xiàn)代電力電子技 術(shù)，控制開關(guān)管開通與關(guān)斷的時間比率， 維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路， 其一 般由脈沖寬度調(diào)制與控制芯片和開關(guān)管（IGBT、BJT、MOSFET等）構(gòu)成。由于 這種PWM型的開關(guān)電源在使用和設(shè)計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活 性，所以可以在各種便攜式產(chǎn)品， 航空和自動化產(chǎn)品， 儀器與儀表中發(fā)現(xiàn)它們的 存在。開關(guān)電源如今已經(jīng)發(fā)展到第 5代。上世紀 60 年代初開發(fā)的是第一代開關(guān)電源，那時線性電源剛剛開始向開關(guān)電源發(fā)展，開關(guān)頻率低，成本高，使用范圍受 到很大限制，僅使用在軍事、航天等

5、少數(shù)高科技領(lǐng)域。第二代無工頻變壓器的開 關(guān)電源在70年代末開始研制，但是受當(dāng)時技術(shù)條件的限制，生產(chǎn)的電源產(chǎn)品因 為效率較低、頻率低、電路復(fù)雜度較高，調(diào)試難度大，不易推廣使用等一系列的 問題讓其應(yīng)用范圍受到較大限制，所以第三代開關(guān)電源的研發(fā)勢在必行。它誕生 于80年代初期，電力電子技術(shù)的成熟以及功率半導(dǎo)體技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展使 得多種型號的中小功率高頻開關(guān)電源的研發(fā)成為可能， 并被應(yīng)用于計算機、電視、 通信、移動等產(chǎn)品領(lǐng)域，取得了比較豐碩的成果。在此時期內(nèi)，IC技術(shù)與電源技術(shù)和自動控制技術(shù)互相融合，開發(fā)出各種開關(guān)電源專用芯片，這種新型節(jié)能電 源得到了極大發(fā)展。目前，電源的開關(guān)頻率已從20千赫茲提

6、高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關(guān)電源，開關(guān)電源在設(shè)計時將要考慮 EMC（電磁兼容），PFC（功率因素校正）等其他方面較高的技術(shù)要求。同時開關(guān) 電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。 瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）、壓敏電阻器（如 TL431）、電磁干擾濾波器（EMI Filter）、非晶合金制造的磁珠（magnetic bead）等 一大批新器件、新材料正被廣泛采用。高頻化和模塊化是開關(guān)電源在未來主要發(fā)展的兩個方向，高頻化使其不斷小型化成為可能，進而可推動高性能的開關(guān)電源的應(yīng)用范圍不斷擴展，尤其是在高新電子技術(shù)領(lǐng)域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺，高性能的開關(guān) 電源在

7、能源和資源的優(yōu)化使用，效率提升以及保護環(huán)境等許多方面意義重大。模 塊化是開關(guān)電源發(fā)展另一個總體趨勢， 模塊化使電源的設(shè)計更加合理，電源的應(yīng) 用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構(gòu)成分布式的電源 系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng)，實現(xiàn)多個電源的并聯(lián)，擴充容量。2. 課題設(shè)計任務(wù)，指標內(nèi)容及要求2.1技術(shù)指標正激式開關(guān)電源的技術(shù)指標項目參數(shù)輸入電壓單相交流220V輸入電壓變動范圍180Vac 240Vac輸入頻率50Hz輸出電壓Vo=12V*5A輸岀功率60W2.2主要設(shè)計內(nèi)容主電路的詳細設(shè)計和參數(shù)選擇；開關(guān)器件的選擇；驅(qū)動電路的設(shè)計；脈沖變 壓器的設(shè)計及選型；控制電路；仿真軟件自選；全部元器

8、件型號參數(shù)（列表說明）。 2.3特殊要求給出如下仿真波形和結(jié)果：1）額定輸出下正常運行2） 突加突減額定負載運行（空載一一額定負載一一空載）*可選3. 總體電路的功能框圖，基本原理及其說明功能框架原理圖上圖所示是正激開關(guān)電源電路的典型結(jié)構(gòu)， 它主要由整流濾波電路、DC/DC 變換電路、開關(guān)占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾， 同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高 頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。 變換器是開關(guān)電源的關(guān)鍵部分，它把高頻交流電壓（開關(guān)管的開通與關(guān)斷形成的 高頻交流電壓）變換成直流電壓，并且起到將輸出部分與輸入

9、電網(wǎng)隔離的作用。 取樣電路和開關(guān)占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓，并將其與基準電壓比較,進行放大，調(diào)制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。開關(guān)電源的基本工作原理：輸入交流電（市電）首先經(jīng)過整流濾波電路形成 直流VS，該直流電V。再經(jīng)過通、斷狀態(tài)控制的電子開關(guān)電路后，變換成脈沖 狀態(tài)交流電VO', V0'再經(jīng)正激變換器構(gòu)成的整流濾波電路平滑后， 輸出直流。顯 然，輸出直流 V0的大小取決于脈沖狀交流電 V0'的有效值大?。ǔ烧龋?，而 V0'的有效值又與開關(guān)的導(dǎo)通占空比 D = TON/T （其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通過取樣比較

10、電路中對輸出電壓 V0取樣，并使之與基準電壓 VREF進行 比較，若取樣電壓高于 VREF,貝吐匕較電路輸出Ve減小，取樣控制占空比控制 電路，使TON/T下降，從而使V0下降；若取樣電壓低于VREF,則比較電路輸 出Ve增加，使TON/T增加，從而使V0增加，這樣就可以使開關(guān)電源的輸出電 壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。實際電路圖4. 經(jīng)典單端正激變換器的工作原理4.1基本電路正最電踣的理想化誌題+4.2基本工作原理正激電路的工作過程圖2-6中開關(guān)S開通后，變壓器繞組 W1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此 VD1處于通態(tài)，VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；S關(guān)

11、斷后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1關(guān)斷。變壓器的勵磁電流經(jīng) N3繞組和VD3流回電源，所以S關(guān)斷后承受的電壓為Nius (1 一從N3變壓器的磁心復(fù)位圖中開關(guān)S開通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨時間線性的增長，直到 S關(guān)斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設(shè)法使激磁電流在S關(guān)斷后到下一次再開通的時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復(fù)位。 在正激電路中，變 壓器的繞組W3和二極管VD3組成復(fù)位電路。工作原理是開關(guān)S關(guān)斷后，變壓器勵 磁電流通過W3繞組和VD3留回電源，并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復(fù) 位時間為Nitrst tonN3如下圖所示為磁心復(fù)位過程正激式變壓器輸出電壓1）輸出濾波

12、電感電流連續(xù)的情況下有U oN 2 tonu""N?亍2）輸出電感電流不連續(xù)時有U。NfUi5功能塊及單元電路的設(shè)計、計算與說明5.1整流濾波電路的設(shè)計與計算圖整流濾波電路如圖所示，由VD58四個二極管和穩(wěn)壓電容 CI1構(gòu)成的橋式全波整流電路 將輸入的220V，50Hz的交流電轉(zhuǎn)換直流電，穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網(wǎng) 的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散， 并將電網(wǎng)輸入電壓進 行整流濾波，為變換器提供直流電壓。當(dāng)參數(shù)選擇恰當(dāng)時，整流濾波得到的直流 電壓為交流電壓220V的、2倍，約為311V。由于輸入交流電壓在180240V之 間波動，則該直流電壓將在255

13、340V之間波動。選擇電容為250mF時，整流輸 出的電壓在250V339V間變化，于是，選擇電容為 250mF。二極管VD58，穩(wěn)壓電容CI1的耐壓值均為350V。5.2正激變換電路的設(shè)計工作頻率的確定工作頻率對電源體積以及特性影響很大，必須很好選擇。工作頻率高時， 開關(guān)變壓器和輸出濾波器可小型化， 過渡響應(yīng)速度快。但主開關(guān)元件的熱損耗增 大、噪聲大，而且集成控制器、主開關(guān)元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的 磁芯、還有電路設(shè)計等受到限制。這里基本工作頻率f 0選200kHz，則1 1T 石五磧=5"式中，T為周期，f 0為基本工作頻率。最大導(dǎo)通時間的確定對于正向激勵開關(guān)電源，D選

14、為40%45%較為適宜。最大導(dǎo)通時間t on maxt ON max=TDmaxDmax是設(shè)計電路時的一個重要參數(shù)，它對主開關(guān)元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。此處，選Dmax=45%。由上式，則有t ON max=5 (IS 0.45=2.25 is正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示。THfFir zrT1 *O圖 正向激勵開關(guān)電源的基本電路結(jié)構(gòu)523變壓器匝比的計算1次級輸出電壓的計算如下圖所示，次級電壓V2與電壓Vo+Vf+VL的關(guān)系可以這樣理解：正脈沖電 壓V2 與t ON包圍的矩形“等積變形”為整個周期T的矩形，則矩形的

15、“縱向的高” 就是Vo+Vf +Vl，即、，Vo Vl Vf T2tON式中，Vf是輸出二極管的導(dǎo)通壓降，Vl是包含輸出扼流圈L2的次級繞組接線壓 降。由此可見，下圖所示 A面積等于B面積，C是公共面積，因此，真正加在 負載上的輸出電壓Vo更小。圖“等積變形”示意圖根據(jù)上式，次級最低輸出電壓V2min為T 12 0.3 0.55=28.44V2.25式中，V取0.5V （肖特基二極管），Vl取0.3V。2 變壓器匝比的計算正激式開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器只起到傳輸能量的作用，是真正意義上的變 壓器，初、次級繞組的匝比N為根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍180V240V，則M =250V340V , Vi

16、min =250V，所以有N = 250 8.79V2min 28.44將上述整合，則變壓器的匝比 N為NVlm in Dmax=Vo Vl 乂變壓器次級輸出電壓的計算變壓器初級的匝數(shù)Ni與最大工作磁通密度Bm （高斯）之間的關(guān)系為NiVlm intON maxBm S104式中，S為磁芯的有效截面積（mm2），Bm為最大工作磁通密度。根據(jù)輸出功率與磁芯的尺寸之間關(guān)系粗略計算變壓器有關(guān)參數(shù)，磁芯選EI-28,其有效截面積S約為85mm2,磁芯材料相當(dāng)于TDK的H7C4,最大工作 磁通密度Bm可由下圖查出。實際使用時，磁芯溫度約為100C，需要確保Bm為線性范圍，因此Bm在3000 高斯以下。但

17、正向激勵開關(guān)電源是單向勵磁，設(shè)計時需要減小剩磁(利于磁復(fù)位)剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處，工作頻率為200kHz,則剩磁約減為1000高斯，即磁通密度的線性變化范圍Bm為2000高斯。根據(jù)上式，得NtoNmax104 250 2.25 104 33.1 匝，取整數(shù) 33 匝Bm S2000 85因此，變壓器次級的匝數(shù)N2為2= NJN =33/8.79=3.75匝，取整數(shù) 4 匝。當(dāng)N =Nf 2=33/4=8.25。所以，計算最大占空比Dmax為maxVfVlVIm inN = 12 0.5 0.38 25X 42.4%250也就是說，選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝，為了滿

18、足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常，開關(guān)電源的最大占空比Dmax約為42.4%，開關(guān)管的最大導(dǎo)通時間toNmax約為2.11卩。下面有關(guān)參數(shù)的計算以校正后的Dmax(=42.4%)和t on max ( =2.11譏 同時，計算出輸出最低電壓Vzmin約為30.3V。變壓器次級輸出電壓的計算1.計算扼流圈的電感量流經(jīng)輸出扼流圈的電流Il如下圖所示，則Il為Vf V。 LtON max式中，L為輸出扼流圈的電感(yH)這里選Il為輸出電流Io (=5A)的10%30%,從扼流圈的外形尺寸、成 本、過程響應(yīng)等方面考慮，此值比較適宜。因此，按lL為I。的20%進行計算。I l= I o 0.2=5

19、 0.2=1A由上式求得28.40.5 12L=2.11 34.5 yH1如此，采用電感量為34.5 yH流過平均電流為5A的扼流圈。若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖所示。在toN期間，V2為幅度30.3V的正脈沖，VD1導(dǎo)通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通 量增大；在toFF期間，V2為幅度V1/N的負脈沖，VD1截止、VD2導(dǎo)通，扼流圈 電流線性下降，電感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流Io為5A。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減小量。2計算輸出電容的電容量輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾 mV而確定。輸出紋波電壓 Ir由Il以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻

20、ESR1確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3% 0.5%。0.3 0.5Vo=0.3 0.512=36 60mV100Ir = lL ESR由上式求得ESR= = 3660 =36 60mQIl 1即工作頻率為200kHz時，需要選用ESR值60mQ以下的電容。適用于高頻 可查電容技術(shù)資料，例如，用4700卩F/50V的電容，其ESR值為150mQ，可選3 個這樣的電容并聯(lián)。另外，需要注意低溫時 ESR值變大。流經(jīng)電容的紋波電流Ic2rms為l1lC2-=223 訕因此，每一個電容的紋波電流約為 0.09627A，因為這里有3個電容并聯(lián)ESR，是Equivalent Series Resis

21、tance三個單詞的縮寫，翻譯過來就是 等效串聯(lián)電阻” ESR的出現(xiàn)導(dǎo)致電 容的行為背離了原始的定義。ESR是等效 串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之。此外，選用電容時還要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、 輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。 526恢復(fù)電路設(shè)計1 計算恢復(fù)繞組的匝數(shù)恢復(fù)電路如圖所示。VTi導(dǎo)通期間變壓器Ti的磁通量增大，Ti蓄積能量; VTi截止期間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。電路中Ti上繞有恢復(fù)繞組N3，因此VTi截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)（Ci暫存）。由于V

22、Ti截止期間，恢復(fù)繞組N3兩端的自感電壓限制為輸入電壓Vi的數(shù)值，惟其如此，VD4才能把存儲在N3中的磁 場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器初級感應(yīng)電壓為N3式中，Vi'是Ni的感應(yīng)電壓，極性為上負下正；Vi是N3的自感電壓，極性也 是上負下正（等于電源電壓）。若主開關(guān)元件的耐壓為800V，使用率為85%,即卩V； VImax 800 0.85=680VV 680-340=340V求得N3 Ni V|max=33 340 =33 匝，取整數(shù) 33匝。Vi3402 計算主繞組感應(yīng)電壓當(dāng)Vimax=350V，根據(jù)上式，得3334033340V5.2.7計算RCD吸收電路的電阻與電容V

23、Ti導(dǎo)通期間儲存在Ti中的能量為Ei =2 2VitoN2Li式中，Li為變壓器初級的電感量。VTi截止期間，初級感應(yīng)電壓使 VD3導(dǎo)通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能,Ri上以熱量形式消耗掉。Ri中消耗的熱量為'2E M T E2 = k因為Ei = E2，聯(lián)立整理得Vi=R_2LiTV|toN因為輸入電壓最高Vimax時開關(guān)管導(dǎo)通時間toNmin最短，把上式中的Vi換成V Im ax， tON換成t ONmin，加在VTi上的最大峰值電壓Vdsp為由此，求得Ri為IVdsp =V Im ax +Vi =V Im axR=2墜VIm axLiTtON min250340又，當(dāng)輸入電壓V im a

24、x時，toNmin為tON m in = tON max也=i.9VIm ax式中，初級的電感量Li是未知數(shù)，下面求解。Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。EI(E)-28, H7C4的A1-Value值為5950,2A1 -Value=L1 / N1求得Li為L =5950Ni292910 =5950 3310 6.48mH求得Ri為R1 =26803405. 35510 3510 62 29.4k Q1. 3510 6式中，加在VT1上的最大峰值電壓Vdsp取680V。時間常數(shù)RG比周期T要大的多，一般取10倍左右，則G=10 T =10&10 624. 61032033pF的

25、選用1. MOSFET的電壓峰值根據(jù)，計算VT1上的電壓峰值Vdsp為VdspR1 = 2丄VIm ax21 L1T1t2lON minVdsp =3401J29.4 31061. 3510 6 650V.26.4810 3510 6實際上，MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如下 圖所示。加在主開關(guān)元件上的電壓Vds波形主開關(guān)元件上的電壓與電流波形2. MOSFET的電流及功耗根據(jù)變壓器安匝相等原理，MOSFET的漏極電流平均值Ids為lds = lO N1=5 0.606AN133根據(jù)電感電流的變化量為20%,確定Ids的前峰值Idsl和后峰值Ids2分別為I dsi

26、 = I ds 0.9=0.606 09 0.55AIds2=l ds 1.1=0.606 1.1" 0.67A式中，Ids1、Ids2分別是開關(guān)管導(dǎo)通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值Ids有10%的差值。VT1的電壓和電流波形如下圖所示，VT1的總功耗為=丄Pq1=VIm inI ds1 t13Vds( sat)I ds1 Ids 2t2VdspI ds2t36T式中，Vds®t)是MOSFET導(dǎo)通電壓，一般為在2V以下。采用功率MOSFET計算功耗時應(yīng)注意：(1) PN結(jié)溫度Tj越高，導(dǎo)通電阻Rds越大，Tj超過100C時，Rds 一般為產(chǎn) 品手冊中給出值的1.52倍

27、。(2) 功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比較高，必要時加寬tON進行計算。即在Vimax時，采用toNmin條件，或者如山時，采用toN max條件進行計算。另外，在t°FF期間，由于功率MOSFET的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。因為toNmax =2.1卩,S右采用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，t3采用下降時間。這里，取t1 =0.1 11,S t3 =0.1 U,S則t? =2.1-0.1 -0.1=1.9 is求得Pq1為1FQ1=225 0. 6 0. 131. 70. 60. 71.97200. 70. 165式中，Vds（sat）取 1.7V。結(jié)溫

28、Tj控制在120C，環(huán)境溫度最高為50T時，需要的散熱器的熱阻Rfa為TjmaxTamaxRjcPq1120501.02. 645. 3245C /W由此，需要24.5C /W的散熱器，這時，由冷卻方式是采用自然風(fēng)冷還是風(fēng) 扇強迫風(fēng)冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如下圖所示。聞巾 o o o o o 10勺 7 5 9 1 亠二朮B!富lg詐扭當(dāng)家fcdittA計算條件-車帶防憧鋁帶陽燭鋁 J0 帀 20 ?S 功 lt<W）圖功耗與溫升的關(guān)系529恢復(fù)二極管的選用恢復(fù)二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復(fù)時間要短1. VD3的反向耐壓在toN期間VD3反偏，正極相當(dāng)于接地

29、，加在 VD3上的反向電壓等于電源電 壓。當(dāng)輸入電壓最大時，VD3反偏電壓Vrd3 =340Vo2. VD4的反向耐壓在toN期間VD4反偏，加在VD4上的反向電壓Vrd4為電源電壓與恢復(fù)繞組感應(yīng)電壓的疊加，當(dāng)輸入電壓最高時，VD4反偏電壓Vrd4為N333Vrd4=V|max1 一 =340 1心 780VNi33輸出二極管的選用輸出二極管選用低壓大電流 SBD，特別注意反向恢復(fù)時間要短。這是因為 MOSFET通斷時，由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關(guān)特性，功耗增大的緣 故。1. 整流二極管VD1的反向耐壓在t°FF期間，由于輸出濾波電感反激，續(xù)流二極管 VD2導(dǎo)通，主繞組N1感

30、應(yīng)電壓V；=330V;次級N2電壓加在整流二極管 VD1的兩端，因此，VD1的反向 電壓Vg1為N24Vrd1=V1- =34041.2VN133實際上，開關(guān)管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。2. 續(xù)流二極管VD-的反向耐壓在toN期間VD1導(dǎo)通，加在續(xù)流二極管 VD-上的反向電壓Vg2與變壓器次級 繞組電壓的最大值V2max相同，即N4V2max =V|m ax =340心 41.2VN133實際上，開關(guān)管導(dǎo)通時有幾 V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在 VD1、VD2 導(dǎo)通上的電壓波形如圖所示。整流二極管VD1兩端的電壓波形續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形圖 輸出二極管電壓波形整流二極管V

31、Di的功耗Pdi為IrtoFFtrrT- OVrdilrr(t)dt續(xù)流二極管VD2的功耗Pd2為Pd2 = VflotoFF1垢0Vrd2lrr(t)dt式中，Ir為反向電流，trr為反向恢復(fù)時間，均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。 有功耗時，輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形整流二極管VD1兩端的電壓波形變壓器參數(shù)的計算MOSFET的漏極電流平均值Ids為就是變壓器初級電流的平均值，因此I1為11 =0.606A正激式開關(guān)電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有 效值的公式i12I1 rms ""31 K K式中，K是梯形

32、波電流的前峰值I1B與后峰值I1P的比值，即K=l1B/l1P本電路Ids1就是 l1B ， lds2 就是I1P，則K = l ds1 / l ds2 =0.9 I1 /1.1 I1 Q 0.82初級電流的有效值Iirms為ID2)0.3842Iirms =1.1 Ids.1 K K2 =1.1 0.606 ：10. 820. 82It 330.377A或用簡單公式l1rms= Id, D =0.606. 0. 384 0.376A次級電流的有效值l2rms為1 2 rms = 1 1 rmsn2=0.3763343.102A恢復(fù)繞組電流的有效值 gms為N33I3rms=l1rms - =

33、0.3760.376AN3335.3由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成的反饋電路的設(shè)計反饋電路由取樣比較電路和開關(guān)管控制占空比電路組成。將其獨立設(shè)計如下:反饋電路圖先假定電路輸出電壓穩(wěn)定且為12V，經(jīng)誤差放大器與基準電壓 VDC2 （亦為12V）比較計算誤差，誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端，與三角波V2進行比較，當(dāng) V1>V2時，輸出 Vkong為+Von,當(dāng)V1<V2時，輸出 Vkong 為-Von,調(diào)節(jié)好三角波的幅值就可以調(diào)整輸出Vkong矩形波的占空比，確定好初始的占空比約為45%，三角波的幅值為24V，保持不變。R1與R2的大小暫 時相等（后期加入總系統(tǒng)電路

34、時再調(diào)整其放大倍數(shù)）。此時，當(dāng)Vo增大時，V1減小，輸出Vkong的占空比變小，導(dǎo)致開關(guān)管導(dǎo)通的時間變短，于是，系統(tǒng)輸 出電壓Vo變小。具體仿真測試的波形圖如下。當(dāng)輸入為12V時，波形如下：當(dāng)輸入為18V時，占空比明顯變小，波形如下:26當(dāng)輸入為6V時，占空比明顯變大，波形如下:VIV10V2Vkcng0.42-qfl70.42+MTime 倒將其反饋電路加入到總系統(tǒng)電路，將輸出電壓與反饋電路用一個電壓控制電 壓源器件隔離，設(shè)置增益為1。調(diào)整誤差放大器的電阻并引入電容。R1和R2決 定比例系數(shù)K o R2和CI決定積分系數(shù)I?？刂破魇且粋€比例積分控制器。具體 參數(shù)要在調(diào)試中確定。積分環(huán)節(jié)主要用

35、于控制穩(wěn)態(tài)誤差。調(diào)試時，先去除 C，R1 和R2包括Rd,可先取相等的數(shù)值，再由小到大調(diào)節(jié) R2的參數(shù)，待輸出穩(wěn)定， 再增加電容C,可以消除穩(wěn)態(tài)誤差。最終確定的電路圖如下：補充：另一種誤差放大器特性（極點-零點誤差放大器）分析 極點-零點誤差放大器如圖1所示。圖 極點-零點誤差放大器極點-零點誤差放大器如圖所示。當(dāng) C5的阻抗&小于R5的阻抗時，主要考 慮R5對增益的影響，增益是水平的，等于 R5/R6o低頻時，C5的阻抗遠大于R5 的阻抗，電路中電阻R5可以忽略，且增益為Xc5 /R5。該增益隨頻率的降低，以 20 dB/dec的速度上升，在頻率為100Hz處獲得較大增益。隨著頻率升

36、高，增益 在Fz 1/ 2 R5C5處，由-1斜率轉(zhuǎn)折為水平線。在較高頻率范圍內(nèi)， C6的阻 抗Xc6比R5的阻抗小，R5在電路中不起作用，因此增益為XC6/R5。從頻率Fz到 Fp 1/ 2 R5C6段，增益特性是水平的；在頻率 Fp處，增益曲線開始轉(zhuǎn)折， 以-1斜率下降。高頻段的低增益可防止高頻噪聲尖峰傳遞到輸出端。選擇 R5 300，R6 0.1，C5 4700uF，C6 470 pF，可得 Fz， Fp，則可得下圖011'1l«H2 KM） Hz I kHz 10 kHz KMJ kHz頻率圖極點-零點誤差放大器的幅頻特性曲線仿真所得的波形如下：同樣滿足輸出額定負載時

37、為12V，5A。6電路仿真6.1額定負載正常情況下輸出電壓，電流波形（交流峰為311V）輸出電壓波形電壓波動電流波動輸出電流波形由波形圖可知，額定負載是輸出電壓電流穩(wěn)定在12V, 5A，有微小波動。6.2額定負載輸入交流發(fā)生正負20V波動情況下輸出電壓，電流波形（1）交流發(fā)生正的20V波動（交流峰值為340V）輸出電壓波形電壓波動電流波動輸出電流波形 .訐Bill:>< £“ !* a aw *= “£ini: iii iI1 I11*. Bi «<HI ！ Hif IBti Ai*e0oxo 抽阿a 1Tin» T輸出電壓波形To斗電

38、壓波動IE|rl411 （2）交流發(fā)生負的20V波動（交流峰值為250V)輸出電流波形電流波動我們可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)輸入交流發(fā)生正負 20V的波動時，輸出電壓電流通過負反饋的作用，調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通時間，將電路的額定負載輸出維持在12V，5A的狀態(tài)，且其波動微小。系統(tǒng)電路的穩(wěn)壓性能良好！6.3突加突減額定負載運行（空載額定負載空載），電路輸出電壓，電流波形。由于要突加突減負載，于是在負載處同樣的設(shè)置一個開關(guān)管，由一個頻率為50Hz,占空比為0.5的矩形波電壓源驅(qū)動，可以起到模擬突加突減負載的效果。具體電路圖如下：CflJ仿真得到的電壓電流波形如下:Vo0.040.000.3S艮12輸出電壓電流波形圖輸出電壓電流波動我們可以看到，無論是突加還是突減負載，輸出電壓，電流最終還是穩(wěn)定在 12V, 5A（負載）/0A （空載）的狀態(tài)，波形的波動并不是很明顯。說明總的電路系 統(tǒng)的穩(wěn)壓能力比較強！7所用的全部元器件型號參數(shù)兀器件參數(shù)表序號編號規(guī)格廠家型號數(shù)量類型1VD1、VD2100V/10A松藤MBR101002二極管2VD410A/1000VLGER-61二極管3VD3 VD5-VD8400 V /1 AFASTSTAR1N40045二極管4CO C0_1、C0_24700uF/