逆變器單元用LCL濾波器的并聯(lián)系統(tǒng)性能分析_圖文

1、 第2 期 闞加榮， 等： 逆變器單元用 LCL 濾波器的并聯(lián)系統(tǒng)性能分析 L11 iL1 L12 io1 iC1 觶 U io ZL iC2 L22 iL2 C21 觶2 U L21 95 3 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)對(duì)高頻率環(huán)流的抑制 從前面的分析可知， 型濾波器的電感值和電 容值與型濾波器的電感值之和和電容值相等時(shí)， 型和型逆變器的輸出基波電壓外特性一致， 而 且額定負(fù)載時(shí)型逆變器輸出電壓的 THD （ 總諧波 含量） 值較小， 因此就單臺(tái)逆變器的性能而言， 型 逆變器要稍優(yōu)于型逆變器。 本文將研究型逆變器作為并聯(lián)單元以抑制高 頻環(huán)流作為一個(gè)重點(diǎn)。 圖 9 （ a ） 給出了并聯(lián)系統(tǒng)在 高次諧波時(shí)

2、的等效電路， 圖中 U 1 和 U 2 為單臺(tái)逆變 U 為并聯(lián)系 器的輸出電壓中的某一高頻電壓分量， 統(tǒng)輸出的該頻率電壓。 根據(jù)電路戴維南定理， 可將 圖 9 （ a） 簡(jiǎn)化為圖 9 （ b ） 的形式， 其中 Z LCLO1 和 Z LCLO2 為由式（ 11 ） 確定的逆變器在該頻率下的等效輸出 阻抗。 · · · · · 觶1 U C11 （ a） 型逆變器并聯(lián)系系統(tǒng)高頻等效電路 ZLCO1 io1 觶1 U s2L11L11+1 觶 U io ZL ZLCO2 io2 觶2 U s2L21L21+1 （ b） 型逆變器并聯(lián)系系統(tǒng)高頻簡(jiǎn)化

3、電路 圖9 Fig. 9 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)高頻段等效電路 The equivalent circuit of parallel inverters in high frequency 由圖 9 可以得出型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)在該頻率 下環(huán)流的大小， 即 · U1 s3 L11 L12 C11 + s2 （2ZL L11 C11 ） + s（L11 + L12 ） +2ZL U2 s3 L21 L22 C21 + s2 （2ZL L21 C21 ） + s（L21 + L22 ） +2ZL I hLCL = ， 6 5 4 3 2 2（k6 s + k5 s + k4 s + k3 s + k

4、2 s + k1 s） （14） k5 = Z L （ L11 L12 L21 C11 C21 + L21 L22 L11 C11 C21 ； k6 = L11 L12 L21 L22 C11 C21 。 可 對(duì)于圖 1 所示的型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)， 根據(jù) 相 同 的 方 法 求 得 該 并 聯(lián) 系 統(tǒng) 的 高 頻 環(huán) 流為 · · 式中：k1 = Z L （ L11 + L12 + L21 + L22 ） ； k2 = （ L11 + L12 ） （ L21 + L22 ） ； L21 C21 （ L11 + L12 ） + L11 C11 （ L21 + L22 ） + k

5、3 = Z L ； C11 L11 L12 + C21 L21 L22 k4 = L11 L12 C11 （ L21 + L22 ） + L21 L22 C21 （ L11 + L12 ） ； i hLC （ s2 （ 2 Z L L2 C2 ） + sL2 + 2 Z L ） U 1 （ s2 （ 2 Z L L1 C1 ） + sL1 + 2 Z L ） U 2 = 。 2 s3 Z L L1 L2 （ C1 + C2 ） + s2 L1 L2 + sZ L （ L1 + L2 ） （ 15 ） 式 （ 15 ） 可以看出， 并聯(lián)系 從第 1 節(jié)和式 （ 14 ） 、 統(tǒng)高頻環(huán)流主要由逆變

6、單元濾波器參數(shù)差異引起 ， 為便于比較本文提出的型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)在高頻 輸出諧波電壓衰減和高頻諧波環(huán)流抑制的效果 ， 據(jù) 上文確定一組濾波器參數(shù)， 如表 1 所示， 并將之與 。 10 型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)比較 圖 給出了空載以及高 環(huán)流大小為 56 倍。雖然在中頻段有諧 開(kāi)關(guān)頻率處， 振點(diǎn)， 在設(shè)計(jì)時(shí)可以將該諧振點(diǎn)遠(yuǎn)離開(kāi)關(guān)頻率 ， 使之 在逆變器控制帶寬范圍之內(nèi)， 從而可以利用閉環(huán)抑 制該頻段諧波環(huán)流。 100 50 0 -50 -100 -150 -200 型并聯(lián)系統(tǒng) System:g Frequncy （ rad/sec）:1.26e+005 Magnitude （ dB）:-67.1 Sy

7、stem:g1 Frequncy （ rad/sec）:1.26e+005 Magnitude （ dB）:-102 頻電壓同幅同相情況下的環(huán)流博德圖。 可以看出， 在開(kāi)關(guān)頻率附近， 型比 型并聯(lián)系統(tǒng)對(duì)高頻環(huán)流 的抑制能力強(qiáng)得多。從圖中所提供的數(shù)據(jù)看出， 在 表1 Table 1 并聯(lián)系統(tǒng)濾波參數(shù) 幅值 /dB 型并聯(lián)系統(tǒng) 103%10 4%10 5%10 6 頻率 （ / rad · s-1） The filter parameters of parallel system 型并聯(lián)系統(tǒng) 逆變器 1 逆變器 2 L11=0.7%mH L12=0.2%mH C11=30%滋F L21=

8、0.8%mH L22=0.2%mH C21=30%滋F 型并聯(lián)系統(tǒng) 逆變器 1 逆變器 2 L1=0.9%mH C1=30%滋F L2=1%mH C2=30%滋F Fig. 10 圖 10 并聯(lián)系統(tǒng)高頻段環(huán)流抑制博德圖 The bode diagram of parallel inverters in high frequency for loopcurrent restraint 4 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證 根據(jù) 2. 2 節(jié)給出的控制參數(shù)以及表 1 給出的濾 96 電 機(jī) 19 與 控 制 學(xué) 報(bào) 第 14 卷 分別建立了采用平均電流控制 波器參數(shù)， 和型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的仿真模型。 的型 表 2

9、給出了不同負(fù)載下， 型和 型并聯(lián)系統(tǒng) 輸出電壓的有效值和 THD 值?？梢钥闯?， 兩種并聯(lián) 系統(tǒng)的外特性基本一致， 型系統(tǒng)的 THD 值隨負(fù)載 基本不變， 而型系統(tǒng)的 THD 值隨負(fù)載變化相對(duì)較 大， 在負(fù)載較輕時(shí)， 型系統(tǒng)輸出電壓諧波含量較 少， 重載時(shí)， 型系統(tǒng)輸出電壓諧波含量較少。仿真 結(jié)果與前面理論分析一致。 表2 Table 2 并聯(lián)系統(tǒng)輸出電壓仿真值 圖 11 給出了型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的電流波形。 圖 11 （ a） 為型并聯(lián)系統(tǒng)兩臺(tái)逆變單元輸出電流波 形， 圖 11 （ b） 為圖 11 （ a ） 中虛線框的局部放大。 可 以看出由于逆變單元輸出濾波器大小不一致導(dǎo)致系 統(tǒng)存在較大

10、的高頻環(huán)流。圖 11 （ c） 為 型并聯(lián)系統(tǒng) 兩臺(tái)逆變單元輸出電流波形， 圖 11 （ d ） 為圖 11 （ c ） 中虛線框的局部放大。 可以看出， 由于采用了 LCL 濾波器， 逆變單元參數(shù)差異引起的高頻環(huán)流基本被 消除。 4 3 io2+1 2 1 0 i -1 o1 -1 -2 -3 -4 %5%10%15%20%25 時(shí)間 /ms （ a）型并聯(lián)系統(tǒng)單元輸出電流 The simulation result of output voltage of parallel system 負(fù)載 /贅 100 50 30 20 10 型 有效值 /V 219.97 219.89 219.82

11、 219.71 219.57 219.15 THD 值 （ %） 0.259%5 0.259%6 0.259%7 0.259%8 0.260%0 0.260%1 型 有效值 /V THD 值 （ %） 219.97 219.89 219.81 219.71 219.58 219.16 0.329%0 0.327%1 0.319%2% 0.303%3 0.278%1 0.204%9 電流 /A 圖 12 給出了逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)裝置實(shí)物 圖。系統(tǒng)所用參數(shù)為前文所給。 圖 13 所示圖形分 別為逆變器并聯(lián)系統(tǒng)在空載和帶阻性負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn) 波形。 1.5 io2+1 1.0 0.5 0 -0.5 i

12、o1-1 -1.0 -1.5 -2.0 -2.5 %19.2%19.4%19.6%19.8%20.0%20.2 時(shí)間 /ms （ b）型系統(tǒng)單元輸出電流局部放大 4 io2+1 3 2 1 0 io1-1 -1 -2 -3 -4 %5%10%15%20%25 時(shí)間 /ms （ c）型并聯(lián)系統(tǒng)單元輸出電流 0.2 1.5 1.0 0.5 0 -0.5 -1.0 -1.5 -2.0 -2.5 io2+1 電流 /A 電流 /A 圖 12 Fig. 12 系統(tǒng)實(shí)物圖 Appearance of parallel system 圖 13 （ a） 和圖 13 （ b） 分別為 型和 型并聯(lián)系 統(tǒng)輸出電

13、壓和電流的波形。 可以看出， 型系統(tǒng)逆 變單元輸出電流中高頻諧波很大， 而 型系統(tǒng)逆變 單元輸出電流較為平滑， 高頻成分很小。 圖 13 （ c ） 為型系統(tǒng)帶阻性負(fù)載時(shí)輸出電壓和電流波形 ， 從 圖中可以看出， 并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流有上下兩個(gè)邊界 ， 其實(shí)是在基波電流的基礎(chǔ)上疊加了高頻分量 。 圖 13 （ d） 為圖 13 （ c ） 的局部放大， 逆變器單元的輸出 環(huán)流每個(gè)開(kāi)關(guān)周期波動(dòng)一次。圖 13 （ e ） 為 型并聯(lián) 系統(tǒng)輸出電壓和電流試驗(yàn)波形， 其中逆變單元電流 中高頻成分已被很好的抑制。這與前文的理論分析 一致。由于試驗(yàn)條件的限制， 試驗(yàn)裝置輸出電壓的 THD 沒(méi)有測(cè)試。 電流 /

14、A io1-1 %19.8%20.0%20.2%20.4 時(shí)間 /ms （ d）型系統(tǒng)單元輸出電流局部放大 圖 11 Fig. 11 并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流仿真圖 The simulation result of output current of parallel system 第2 期 電流 （ 5A/ 格） 電壓 （ 400V/ 格） 闞加榮， 等： 逆變器單元用 LCL 濾波器的并聯(lián)系統(tǒng)性能分析 電流 （ 5A/ 格） 電壓 （ 400V/ 格） 97 Conference and Exposition. Texas，USA， 2002 ： 1018 1023. uo1 uo2 i1-i2

15、i1 i2 時(shí)間 （ 2.5ms/ 格） （ a）型系統(tǒng)空載試驗(yàn)波形 uo1 uo2 i1-i2 i1 i2 3 IU H H C， TSE C K. Instability and bifurcation in parallelconnected buck converters under a masterslave current sharing scheme C / / Proceeding 31 st Power Electronics Specialists Conference. Vancouver，Canada， 2000 ： 708 713. 4 RAMOS R， BIEL D

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18、nying，et al. Reasons and methods for detecting and restraining DC circulating current in parallel inverter system J . Proceedings of the CSEE ， 2004 ， 24 （ 9 ） ： 56 61. 時(shí)間 （ 5ms/ 格） （ b）型系統(tǒng)空載試驗(yàn)波形 uo1 uo2 i1-i2 i1 i2 電流 （ 5A/ 格） 電壓 （ 400V/ 格） uo1 uo2 i1-i2 i1 i2 （ 5ms/ 格） 時(shí)間 電流 （ 5A/ 格） 電壓 （ 400V/ 格）

19、 時(shí)間 （ 100滋s/ 格） d）型系統(tǒng)帶載試驗(yàn)波形局部放大 （ c）型系統(tǒng)帶載試驗(yàn)波形 （ uo1 uo2 i1-i2 i1 i2 （ 5ms/ 格） 時(shí)間 （ e）型系統(tǒng)空載試驗(yàn)波形 電流 （ 5A/ 格） 電壓 （ 400V/ 格） 7 TULADHAR A，JIN H，UNGER T，et al. Control of parallel inverters in distributed AC power systems with consideration of line impedance effect J . IEEE Trans. on IA， 2000 ， 36 （ 1 ）

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25、器的主電路相 關(guān)， 而與控制參數(shù)沒(méi)有關(guān)系。 在不增加制造成本的 情況下， 提出了并聯(lián)系統(tǒng)的逆變單元采用 LCL 濾波 器， 分析表明逆變單元采用 LCL 濾波器后， 并聯(lián)系 統(tǒng)可以很好地抑制逆變單元參數(shù)不一致引起的高頻 環(huán)流。 同時(shí)， 并聯(lián)系統(tǒng)的輸出電壓外特性與 LC 濾 波的逆變單元并聯(lián)外特性一致， 輸出電壓波形質(zhì)量 較高， 在負(fù)載較大時(shí)輸出電壓 THD 更小。 參 考 文 獻(xiàn)： 1 SUN Xiao，LEE Yimsh，XU Dehong. Modeling，analysis，and implementation of parallel multiinverter systems with

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31、nverter C / / Proceedings of the 6 th Brazilian Power Electronics conference. Florianopolis，Brazil： s. n. ， 2001 ，（ 2 ） ： 485 490. 5 鄧文浪， 楊欣榮， 朱建林. 不平衡負(fù)載情況下基于雙序 dq 坐標(biāo) J . 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)， 系雙級(jí)矩陣變換器的閉環(huán)控制研究 2006 ， 21 （ 6 ） ： 70 75. DENG Wenlang，YANG Xinrong，ZHU Jianlin. Study of closed loop control based on double synchronous rotating frame for twostage matrix converter under unbalanced load J . Proceedings of the CSEE， 2006 ， 21 （ 6 ） ： 70 75. 6 WIJEKOON T， KLUMPNER C， WHEELER P. Implementation of a hybrid AC / AC direct power converter with unity vol