電子直線加速器磁控管工作頻率的穩(wěn)定

1、第 9卷第 2期1997年 5月 強(qiáng)激光與粒子束 H IGH POW ER LA SER AND PA R T I CL E B EAM S V o l . 9,N o. 2M ay . , 19973國家級(jí)產(chǎn)學(xué)研項(xiàng)目 。 1996年 8月 1日收到原稿 , 1997年 4月 6日收到修改稿 。席德勛 , 男 , 1939年 4月出生 , 教授 。電子直線加速器磁控管工作頻率的穩(wěn)定 席德勛賴青貴(南京大學(xué)加速器研究所 , 南京 210093摘要 介紹一種利用諧振腔輸出能量 -輸入頻率關(guān)系作為鑒頻方法的穩(wěn)頻系統(tǒng) , 由于將諧振腔輸出信號(hào)進(jìn)行積分保持 , 降低了高壓脈沖對(duì)系統(tǒng)的干擾 , 也提高了頻

2、率穩(wěn)定度 。系統(tǒng)中采用 了高頻率步進(jìn)電機(jī)伺服子系統(tǒng) , 使功耗大為減少 。 系統(tǒng)工作頻率為 2856M H z , 不穩(wěn)定度 不大于±7×10-6。關(guān)鍵詞 電子直線加速器 輸出能量 -輸入頻率關(guān)系 積分保持 穩(wěn)頻系統(tǒng) 高效率步 進(jìn)電機(jī)伺服子系統(tǒng) 不穩(wěn)定度ABSTRACT T h is paper describes a frequency stab ilizati on system w h ich u ses the frequencydiscri m inating m ethod w ith ou tpu t energy 2inpu t frequency rela

3、ti on sh i p of a resonance cavity . To in tegrate the ou tpu t signal from the cavities no t on ly reduces the distu rbance from the modu lating pu lse , bu t also increases the frequency stab ility . A h igh efficiency stepp ing mo to r servo sub system is u sed , the pow er of the sub system is d

4、ecreased eviden tly . T he stab ilized operating frequency of the L I NA C is 2856M H z and the un stab ility of the system is no t larger than ±7×10-6.KEY WOR D S ou tpu t energy 2inpu t frequency relati on sh i p , in tegrating 2and 2ho ld , frequencystab ilizati on system , h igh effici

5、ency stepp ing mo to r servo sub system , un stab ility0引 言電子直線加速器工作頻率的穩(wěn)定決定于功率源 (大功率脈沖磁控管 振蕩頻率的穩(wěn)定與 否 。 磁控管振蕩頻率不穩(wěn)定由兩種因素引起 , 一是調(diào)制脈沖幅度不穩(wěn)定所致 , 這可由脈沖穩(wěn)幅 方法解決 (D e -Q 電路 1, 二是由磁控管工作溫度變化引起 , 這就要用調(diào)諧磁控管振蕩頻率 的方法使其振蕩頻率穩(wěn)定 。 頻率穩(wěn)定系統(tǒng)中關(guān)鍵部分是頻率偏差的檢測(cè) , 一種辦法是將功率源 輸出的頻率和頻率標(biāo)準(zhǔn)比較 , 得到頻率偏差信號(hào) , 該信號(hào)經(jīng)放大后驅(qū)動(dòng)伺服系統(tǒng) , 調(diào)諧磁控管 , 達(dá)到穩(wěn)定磁控管

6、振蕩頻率的目的 , 這是頻率反饋方法 。 另一種辦法是用鑒相方法 , 在加速管的 功率入口處和負(fù)載處引出信號(hào) , 通過適當(dāng)調(diào)節(jié)的移相器后 , 進(jìn)行鑒相 , 將誤差相位信號(hào)放大后 驅(qū)動(dòng)伺服系統(tǒng)調(diào)諧磁控管 , 達(dá)到穩(wěn)定磁控管振蕩頻率的目的 。 這里需要增加一諧振腔 , 使磁控 管先工作于諧振腔的諧振頻率附近 , 以保證鎖相環(huán)工作在相位鎖定區(qū)域內(nèi) 。 這兩種方法 , 對(duì)行 波電子直線加速器而言 , 前者頻率穩(wěn)定度可達(dá) 2×10-5, 后者小于 1×10-5。本文所論述的頻率穩(wěn)定系統(tǒng)與上述方法的不同之處在于頻率偏差信號(hào)不是根據(jù)鑒頻特性 的頻率 -幅度關(guān)系 , 而是頻率 -能量關(guān)系

7、, 從而提高頻率穩(wěn)定度 。1鑒頻器的輸出能量 -輸入頻率關(guān)系 2通過式諧振腔在連續(xù)波使用條件下 , 平方率檢波器輸出直流信號(hào) , 它的幅度代表諧振腔的輸出功率 。 如果輸入的微波受脈沖調(diào)制 , 則輸出信號(hào)波形只有在輸入頻率是腔體諧振頻率時(shí)才 近似為調(diào)制脈沖波形 (矩形波 。 若微波頻率偏高 , 輸出波形在脈沖寬度內(nèi)類似于電容充電波 形 , 若微波頻率偏低 , 則輸出波形有相當(dāng)?shù)捻斀?。在腔體 Q 值較高時(shí) , 調(diào)制脈沖結(jié)束后 , 腔體要 釋放能量 , 波形后沿不是階躍式而是呈指數(shù)下降式 。 在強(qiáng)干擾情形下 , 僅用檢波器輸出脈沖的 幅度信息表示輸入頻率對(duì)腔體諧振頻率的偏離不易提高穩(wěn)頻系統(tǒng)的控制

8、精度 。 利用腔體輸出 能量對(duì)頻率偏離的關(guān)系不僅對(duì)抗干擾有好處 , 而且可以提高系統(tǒng)的控制精度 。設(shè)進(jìn)入腔體的微波電流為 I sin t (為圓頻率 , 0 t , 為調(diào)制脈沖寬度 , 腔體的響應(yīng)是 G 0e -# 2sin c t (腔體品質(zhì)因素 Q , 諧振頻率 c , #=c Q 為腔體功率譜的半高全寬 。微波電 流和腔體響應(yīng)的頻譜分別為 :I ( =2j0(e j 0t -e -j 0t e -j t d t (1 G ( =2j 0(e j c t -e -j c t e -G t 2-j td t (2 它們的歸一化功率譜由式 (3 和式 (4 表示 :P I ( =j (0- -

9、j(0- 2(0- 2(3P G ( =2G 2 4+(-c 2(4 上兩式中所含的 0+和 c +因子已略去 。 于是腔體輸出的歸一化功率譜可以用 P ( =P I ( P G ( 表示 :P ( =242 j (0- -j (0- (0- 2#2 4+(-c 2(5將上式在 (- , 上對(duì)頻率積分得到腔體輸出能量E 0= 2 2jX -j 64X 22G 2 4+(X + 2d X (6 式中 X =20, =0-c 。 令時(shí)域負(fù)載電阻為 18, 根據(jù) Paseval 定理 - f 2(t d t = - P ( d (7時(shí)域表示的能量和頻域表示的能量相等 , 于是可用分析頻域能量對(duì) 和

10、#的關(guān)系來等效時(shí)域 能量對(duì) 和 #的關(guān)系 。 如果檢波器在平方律區(qū)域工作 , 則檢波器輸出信號(hào) (電壓脈沖 對(duì)時(shí)間 的積分就相當(dāng)于得到正比于腔體輸出能量的信號(hào) 。 將式 (6 積分得到E 0=222 #2 4+ 2+2 22-# 222#(#2 4+ 2 2(8 它有一個(gè)最大值E 0m ax =2+-#(9 在滿足條件 # >13 50時(shí) , 不僅 E 0只一個(gè)極大值 (即最大值 , 而且能滿足在 >0或 <0區(qū)域內(nèi)其斜率特性均為單峰曲線 。 從上述分析不難得到Q m ax =50c 13(10391第 2期 席德勛等 :電子直線加速器磁控管工作頻率的穩(wěn)定2品質(zhì)因素的選擇根據(jù)

11、式 (8 , 令頻偏 以腔體功率譜半高全寬 #來表示 , 當(dāng)調(diào)制脈沖寬度 =2. 5s 時(shí) , 可 以作出腔體輸出的歸一化能譜和其斜率 。 為使鑒頻點(diǎn)的靈敏度高 , 工作點(diǎn)應(yīng)當(dāng)選擇在鑒頻特性 (歸一化功率譜 斜率最大處 。 對(duì)照?qǐng)D 2, 當(dāng) =±1. 4#時(shí) , 斜率有最大值 。 在雙腔鑒頻器中 , 兩 腔體的諧振頻率應(yīng)取為 c2=0+1. 4#, c1=0-1. 4#。 #小相當(dāng)于品質(zhì)因素高 , 但是腔體輸 出總能量下降 (相對(duì)于固定的 P I ( 而言 。 為了兼顧靈敏度和腔體輸出信號(hào)強(qiáng)度兩方面 , 令K =E 0 E I =( - P ( d ( - P I ( d (11K

12、是在輸入輸出功率譜歸一化條件下腔體輸出對(duì)輸入能量之比 (不考慮腔體輸入輸出的耦合 系數(shù) , 改變 #, 則 E 0 E I 隨之而變 , 斜率 d E 0 d 也隨 #的值而變化 , 于是可以作出 K d E 0 d 的關(guān)系 (圖 3 。 令S =K X d E 0 d K =K X(12 當(dāng) K X =K A 時(shí) , S 為 S m ax , 此時(shí)鑒頻靈敏度和腔體輸出強(qiáng)度的配合為最佳 , 由圖 3得到最佳點(diǎn) A 的坐標(biāo)是 (0. 5686, 0. 1660 , 對(duì)應(yīng)的 #=4 , 于是最佳腔體品質(zhì)因素可選擇為Q =# #=4(13 F ig . 1 N o rm alized energy

13、spec 2trum of the cavity ou tpu t圖 1腔體輸出的歸一化能譜 F ig . 2 Slope cu rve of no rm alizedenergy spectrum 圖 2歸一化能譜的斜率F ig . 3 Cu rve of K vs d E 0 d 圖 3 K d E 0 d 曲線 3穩(wěn)頻系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)3. 1鑒頻器 2鑒頻器由如下部分構(gòu)成 :前置部分 (包括兩個(gè)同步調(diào)諧的腔體 , 兩個(gè)檢波器 , 前置級(jí) , 兩道 積分保持器 , 峰值保持器 , 比較放大器 , 兩道增益控制器 , 增益選擇器 , 比較器和加法器 (圖 4 。 積分保持器是能量頻率檢測(cè)方法的重要

14、部件 , 它們的積分電容電壓在調(diào)制器同步脈沖 到來時(shí)全部放電到零 , 而在高功率脈沖到來時(shí) , 對(duì)腔體檢波器輸出的信號(hào) (包括腔體釋放能量 部分 進(jìn)行積分 , 而后是保持 , 一直到第二次同步脈沖到來時(shí)又放電 。 因此在保持期間 , 積分保 持器的傳遞函數(shù)形式為 F ig . 4 F requency D iscri m inato r圖 4鑒頻器T (s =-sT s 2(14圖 5和圖 6是積分保持器及其響應(yīng) 。圖 6中的 V in , V , V out 是輸入 、 第一運(yùn)算放大器輸出和輸出 的響應(yīng) 。 設(shè)在積分期間輸入信號(hào) V in (s , 輸出 V out (s , 電路傳遞函數(shù)T

15、 CH (s =-sCR 2+1-1+R 4 R 3=-sCR 1R 2 (R 5=R 4; R 1+R 3 (15 F ig . 5 In tegrating 2and 2ho ld circu it圖 5積分保持電路 F ig . 6 R espon se of in tegrating 2and 2ho ld circu it 圖 6積分保持電路的響應(yīng)為防止調(diào)制器干擾 , 同步信號(hào)經(jīng)脈沖變壓器輸入穩(wěn)頻系統(tǒng) , 積分保持器的放電門和積分門 均由 CD 4066B 構(gòu)成 , 功率信號(hào)由主波導(dǎo)另一定向耦合器輸出 , 比較放大器輸出正信號(hào) (接近 +12V 并適當(dāng)拉寬至約 7s , 以保證把腔體

16、釋放能量的信號(hào)也進(jìn)行積分 。 功率信號(hào)也輸至峰值保 持器 , 其輸出分兩路 。 一路進(jìn)入增益選擇器 , 選擇器根據(jù)功率信號(hào)電平 (相當(dāng)于磁控管輸出的不 同功率 , 此功率在加速器一次工作期間不會(huì)改變 , 使兩路增益控制器的增益可工作于三種不 同的增益狀態(tài) (在加速器調(diào)整時(shí)選擇好 , 這樣可以使穩(wěn)頻系統(tǒng)的精度大致不變 。 另一路作為穩(wěn) 頻啟動(dòng)信號(hào) , 只要超過一定閾值 (預(yù)先確定 , 系統(tǒng)就開始工作 。 兩路增益控制器的輸出進(jìn)行比 較以產(chǎn)生頻偏的方向和幅度信號(hào) , 同時(shí)兩輸出相加以識(shí)別磁控管振蕩頻率是否進(jìn)入鑒頻特性 曲線 。3. 2信號(hào)處理部分該部分有一個(gè)搜索和穩(wěn)頻開關(guān) , 當(dāng)鑒頻器中加法器輸出

17、小于規(guī)定的閾值時(shí) , 系統(tǒng)呈搜索狀 態(tài) , 伺服電機(jī)高速調(diào)諧磁控管 。 由于調(diào)制器開高壓時(shí)磁控管的脈沖電壓分兩級(jí)突加 , 因而振蕩 頻率開始總比規(guī)定的工作頻率低 , 于是本部分中有一電路保證在系統(tǒng)工作后伺服電機(jī)搜索頻 率的方向使磁控管振蕩頻率向高調(diào)諧 , 以最快速度進(jìn)入穩(wěn)頻工作范圍 。 另外為滿足調(diào)試需要 , 本部分使穩(wěn)頻系統(tǒng)有三種工作模式 :一是搜索狀態(tài) , 二是自動(dòng)穩(wěn)頻狀態(tài) , 三是手動(dòng)調(diào)諧狀態(tài) 。 在 搜索狀態(tài)時(shí) , 根據(jù)調(diào)諧機(jī)構(gòu)的界限信號(hào) , 可使磁控管振蕩頻率在容許的范圍內(nèi)來回變化 , 以備 由于某種特殊情況當(dāng)磁控管振蕩頻率突然離開鑒頻特性曲線后 , 自動(dòng)回到特性范圍內(nèi) 。3. 3高

18、效率步進(jìn)電機(jī)伺服 3本系統(tǒng)采用步進(jìn)電機(jī)伺服 , 采用 VM O S 功率開關(guān)和高低壓供電方法 , 這種辦法可以使最 大靜力矩較小的步進(jìn)電機(jī)產(chǎn)生很大的步進(jìn)力距 (超過最大靜力矩 。 所用步進(jìn)電機(jī) 45B F 005 , 繞組額定電流 2A , 最大靜力矩 20N c m , VM O S 采用 I R F 541, 其最大工作電流可達(dá) 27A , 導(dǎo) 通內(nèi)阻為 35m 8, 因此該 VM O S 工作時(shí)功耗很小 , 電路效率比較高 。3. 4頻率調(diào)節(jié)為了改變加速器的工作頻率 (可以得到不同能量的電子束 , 兩個(gè)腔體采用同步調(diào)諧 , 還是 用步進(jìn)電機(jī)伺服 , 每步進(jìn)一次 , 腔體的平均諧振頻率 (

19、兩腔體諧振頻率的平均值 改變約 7kH z 。 4系統(tǒng)分析與結(jié)果 4, 5鑒頻特性曲線 (兩腔體功率之差 在其和頻率軸交點(diǎn)附近可以認(rèn)為是線性的 , 于是可以畫 出閉環(huán)系統(tǒng)框圖 (圖 7。 F ig . 7 B lock diagram of the clo sed 2loop system圖 7閉環(huán)系統(tǒng)框圖P (s 是步進(jìn)電機(jī)伺服的傳遞函數(shù) (包括壓控振蕩器 :P (s =s (s +R L (s 2+2n s +2n (16K 0是開環(huán)總增益 (包括壓控振蕩器增益 , 磁控管調(diào)諧桿轉(zhuǎn)角對(duì)磁控管頻率變化的增益 , 諧振腔 的增益以及各級(jí)放大器增益等等 , N (s 是頻率的漂移量 。 R 、

20、L 、 n 和 分別是電機(jī)繞組的串 聯(lián)電阻 (包括繞組線圈的電阻 、 繞組電感量 、 電機(jī)自然頻率和阻尼系數(shù) 。 考慮離散系統(tǒng)圖 7的環(huán)路傳輸 :T L T (z =2j1-z -1e sT =2j -1(1-z -1e sT s 3(s +R L (s 2+2n s +2n =2222R 34n +-1R 23n (1-z -1 +第2期 2 席德勛等: 電子直線加速器磁控管工作頻率的穩(wěn)定 197 對(duì)斜升輸入, N ( z = A T z 穩(wěn)態(tài)誤差 為零, 系統(tǒng)完全可以跟蹤。 但是磁控管加高壓脈沖后, 時(shí)間一長, 工作溫度趨于穩(wěn)定, 頻率漂移 較小, 因而我們關(guān)注的是剛加上高壓脈沖后的頻率漂

21、移。 當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)頻工作后, 要等幾秒鐘 才開始出電子束。 我們所使用的恒溫腔體諧振頻率可以同步調(diào)諧, 其平均諧振頻率可以從 2855. 6 H z 調(diào) 節(jié) 到 2856. 8 H z, 品 質(zhì) 因 素 達(dá) 到 5000。 磁 控 管 M 4543 頻 率 起 始 漂 移 約 M M 500kH z s, 系統(tǒng)中的各放大級(jí)總增益為 10, 積分保持器的增益為 4. 5, 壓控振蕩器的電壓步進(jìn) 率轉(zhuǎn)換是 30step sV - 1 , 每步對(duì)應(yīng)的磁控管調(diào)諧是 7kH z。在系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)頻狀態(tài)五秒后 ( 出束 前 頻率的漂移在工作頻率附近的±20kH z 內(nèi) ( 測(cè)量頻率穩(wěn)定度用的信號(hào)發(fā)生

22、器和頻譜儀是 XB - 7 和 YM 4031 。 參考文獻(xiàn) 1張奎方等 SL 75- 20 電子直線加速器 D e- Q ing 電路調(diào)整, 第四次全國粒子加速學(xué)術(shù)年會(huì)論文集, 1988, 240 241 . 2席德勛、 沙湘月. 核技術(shù), 1993, 16 (12 : 737 742 3席德勛、 莊亞. 南京大學(xué)學(xué)報(bào), 1992, 28 (4 : 536 542 5席德勛. 系統(tǒng)與控制 南京: 南京大學(xué)出版社, 1989 . quency of the pow er sou rce (m agnetron M 4543. T he frequency sh ift of a m agnet

23、ron is due to tw o facto rs: one is the un stab ility of the p u lse am p litude of the m odu la to r; it can be con tro lled by the am p litude stab ilizing circu it (D e 2 circu it , and the o ther is the change of environm en t tem p era tu re, it can be reduced by an A FC Q system. b iliza tion.

24、 In the m ethod of frequency d iscri ina tion, a dup lexcavity w ith the tem p era tu re stab iliza tion and m 4T retter S A. In troduction to D iscreate2T i e Signal P rocessing, N ew Yo rk: John W iley & Son s, Inc. , 1976 m Stab iliza tion of the op era ting frequency of the feedback L I C de

25、p end s on tha t of the o scilla ting fre2 NA T he op era ting frequency of the L I C is abou t 2856 o r 3000 H z Genera lly, an A FC system can con tro l NA M . . the frequency sh ift of the m agnetron less than 100kH z T here a re tw o m ethod s to p erfo rm the frequency sta2 synch ronou s tunn i

26、ng is rega rded a s the frequency standa rd, the average resonance frequency c = ( c1 + c2 2 ( c2 > c1 can be con sidered a s the op era ting frequency of the L I C. T he d ifference betw een 0 (o scilla ting NA 4 2n © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved. 2

27、n 4 2 - 1 ( + 2 STAB I IZAT I N O F THE O PERAT ING FREQUENCY O F L O THE M AGNETRO N FO R THE L INAC X i D exun and L a i Q inggu i - 1 ( - T L K 0z 2 - 1 2 3 R n ( 1 - z R (1 e = li m 2 - 1 3 R 2 1 z 1 - 2 L K 0 (1 z RT - 1 L 5 z - 1 2 e L K 0 (1 - z - 1 A ccelera tor Institu te of N ank ing U n i

28、v ersity , N anj ing 210093 - 1 3 R - ( 1- z - 1 2 ( 相當(dāng)于因溫度變化引起的磁控管振蕩頻率的漂移 , 其 ( 1 - z - 1 N (z ( 1 - z - 1 N (z lim z 1 1 + T L T (z T L T (z 2 - 1 nL 1 - z - 1 e- 1 L K 0 (1 - z ( + ( - 2 (R + L n - 2 nL R 2 + ( 17 - 1 nL 1 - z - 1 e2 ( + ( - 2 - 1 n T 2 - 1 n T ( 18 198 強(qiáng) 激 光 與 粒 子 束 第9卷 w avefo

29、rm of the tw o cavity detecto rs w h ich have the squa re 2law cha racteristics a re no t rectangu la r p u lses, one p u lse (co rrespond ing to the cavity of resonance frequency c2 ha s a d roop , and the o ther (co rrespond ing to the cavity of resonance frequency c1 ha s a ram p. U nder the stro

30、ng d istu rbance, the change of p u lse am p litude can system w h ich ha s a frequency d iscri ina to r is w o rse than tha t of the one w h ich ha s a p ha se d iscri ina to r. m m su lts from the Pa rseva l theo rem w h ich show s equ iva lence of the energy betw een in frequency dom a in and in

31、reached the accu racy of the system w ith a p ha se d iscri ina to r and fu rtherm o re, it ha s no t m islocked. m no t rep resen t the change of the frequency devia tion tho rough ly, the accu racy of the frequency stab iliza tion b iliza tion to the level of the system ba sed on the p ha se d isc

32、ri ina tion. T he detecting m ethod in the p ap er re2 m ti e dom a in. W e can in teg ra te and ho ld the ou tp u t p u lse of the detecto r and it m ean s an in teg ra ting segm en t m em beded in the fo rw a rd p a th of the A FC system. A s a resu lt, the system w ithou t the p ha se d iscri ina to r ha s m frequency of the m agnetron