開關(guān)電源原理

1、第二章開關(guān)電源原理2.1開關(guān)電源的基本原理開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管的開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，簡單結(jié)構(gòu)如圖2-1所示。圖2-1開關(guān)電源基本電路開關(guān)晶體管VT串聯(lián)在輸入電壓VI和輸出電壓Vo之間，當晶體管VT的基極輸入開關(guān)脈沖信號時，VT則被周期性地開關(guān)，即輪流交替處于飽和導通與截止。假定VT為理想開關(guān)，則VT飽和導通時基極。發(fā)射極之間的壓降近似為零，輸入電壓Vi經(jīng)VT加至輸出端；反之，在VT截止期間，/&出為零。VT經(jīng)周期性開關(guān)后在輸出端得到脈沖電壓，且經(jīng)濾波電路可得到其平均直流電壓，輸出電壓如2-1式所示：Vo=ViTn=ViD(2-1)

2、Ton為開關(guān)導通時間，T為開關(guān)周期，D為占空比。由此可見，開關(guān)穩(wěn)壓電源可以通過改變開關(guān)脈沖占空比，即開關(guān)導通時間Ton來控制輸出直流電壓值7。2.2 開關(guān)電源的工作流程開關(guān)電源通常由六大部分組成，如圖2-2所示。第一部分是輸入電路，它包含有低通濾波和一次整流環(huán)節(jié)。220V交流電經(jīng)低通濾波和橋式整流后得到未加I壓的直流電壓Vi,此電壓送至第二部分進行功率因數(shù)校正，其目的是提高功率因數(shù)，它的形式是保持輸入電流與輸入電壓同相。第三部分是功率轉(zhuǎn)換，它是由電子開關(guān)和高頻變壓器來完成的，是把高功率因數(shù)的直流電壓變換成符合設(shè)計要求的高頻方波脈沖電壓。第四部分是輸出電路，用于將高頻方波脈沖電壓經(jīng)整流濾波后變成

3、直流電壓輸出。第五部分是控制電路，輸出電壓經(jīng)過分壓、采樣后與電路的基準電壓進行比較、放大。第六部分是頻率振蕩發(fā)生器，它產(chǎn)生一種高頻波段信號，該信號與控制信號疊加進行脈寬調(diào)制，達到脈沖寬度可調(diào)。有了高頻振蕩才有電源變換，所以說開關(guān)電源的實質(zhì)是電源變換網(wǎng)。圖2-2開關(guān)電源工作原理框圖2.3 開關(guān)電源的調(diào)制方式開關(guān)電源電路的調(diào)制方式主要有：PWM、PFM、PSM三種調(diào)制方式。脈沖寬度調(diào)制(PWM)方式9,其開關(guān)頻率恒定，通過調(diào)整導通脈沖的寬度來改變占空比，從而實現(xiàn)對輸出能量的控制，稱之為“定頻調(diào)寬”；脈沖頻率調(diào)制（PFM）方式10,其脈沖寬度恒定，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率改變占空比，從而實現(xiàn)對輸出能量的控制

4、，稱之為“定寬調(diào)頻”；脈沖跨周期調(diào)制（PSM）方式11,脈沖寬度恒定，選擇性的跳過某些工作周期的方式調(diào)節(jié)輸出能量的大小。2.3.1 PWM調(diào)制PWM調(diào)制方式是開關(guān)電源中最常采用的控制方式，通過負載端反饋信號與內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒波進行比較，輸出一路恒頻變寬的方波信號對開關(guān)管進行控制，根據(jù)負載狀況實時調(diào)節(jié)開關(guān)管的導通時間，從而穩(wěn)定輸出電壓。其工作波形如圖2-3所示。圖2-3PWM的工作原理圖目前PWM控制方式是開關(guān)電源中使用最普遍的，具有以下優(yōu)點：在負載較重的情況下效率很高，電壓調(diào)整率好，線性度高，輸出紋波小，適用于電流或者電壓控制模式。存在以下缺點：輸入電壓調(diào)制能力弱，頻率特性較差，輕負載下效率下降

5、。2.3.2 PFM調(diào)制PFM是開關(guān)電源中經(jīng)常使用的調(diào)制方式。通過負載端反饋信號與基準信號進行比較，輸出誤差信號對工作頻率進行調(diào)節(jié)，然后輸出一路包寬變頻的方波信號對開關(guān)管進行控制，根據(jù)負載狀況實時調(diào)節(jié)開關(guān)管的導通時間，從而穩(wěn)定輸出電壓。其工作波形如圖2-4所示。目前PFM控制方式在開關(guān)電源中使用已經(jīng)比較普遍，這種控制方式具有以下優(yōu)點：在負載較輕時效率很高，工作頻率高，頻率特性好，電壓調(diào)整率高，適用于電流或者電壓控制模式。存在以下缺點：負載調(diào)整范圍窄，濾波成本高。圖2-4PFM的工作原理2.3.3 PSM調(diào)制PSM（PulseSkippingMode）調(diào)制方式是開關(guān)電源中一種新的控制方式，稱為脈

6、沖跨周調(diào)制。將負載端反饋信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字電平，在時鐘上升沿檢測該反饋信號電平?jīng)Q定是否在該時鐘周期內(nèi)工作，調(diào)節(jié)開關(guān)管的導通時間，從而穩(wěn)定輸出電壓。其工作波形圖如圖2-5所示。圖2-5PSM的工作原理目前PSM控制方式已經(jīng)用于開關(guān)電源，具有以下優(yōu)點：在負載較輕時率很高，工作頻率高，頻率特性好，功率管開關(guān)次數(shù)少，適用于小功率電源管理ICo存在如下缺點：輸出紋波大，輸入電壓調(diào)整能力弱。2.4 開關(guān)電源控制方式我們通常使用的開關(guān)電源都是基于PWM的調(diào)制方式，所以我們著重分析PWM方式下的控制技術(shù)。PWM控制技術(shù)主要分為兩種：一種是電壓模式PWM控制技術(shù)，另一種是電流模式PWM控制技術(shù)12。2.4.1 電壓

7、模式PWM控制器開關(guān)電源最初采用的是電壓模式PWM技術(shù)，基本工作原理如圖2-6所示。輸出電壓Vo與基準電壓相比較后得到誤差信號VE。此誤差電壓與鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的鋸齒波信號進行比較，由PWM比較器輸出占空比變化的矩形波驅(qū)動信號，這就是電壓模式PWM控制技術(shù)的工作原理。由于此系統(tǒng)是單環(huán)控制系統(tǒng)，具最大的缺點是沒有電流反饋信號。由于開關(guān)電源的電流都要流經(jīng)電感，因此相應(yīng)的電壓信號會有一定的延遲。然而對于穩(wěn)壓電源來說，需要不斷地調(diào)節(jié)輸入電流，以適應(yīng)輸入電壓的變化和負載的需求，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。因此，僅采用采樣輸出電壓的方法是不夠的，其穩(wěn)壓響應(yīng)速度慢，甚至在大信號變化時，會因為產(chǎn)生振蕩而造成功

8、率開關(guān)管的損壞等故障發(fā)生，這是電壓模式PWM控制技術(shù)的最大不足之處。圖2-6電壓模式PWM控制技術(shù)原理2.4.2 電流模式PWM控制器電流模式PWM控制技術(shù)是針對電壓模式PWM控制技術(shù)的缺點而發(fā)展起來的。所謂電流模式PWM控制，就是在PWM比較器的輸入端直接用輸出電感電流檢測信號與誤差放大器的輸出信號進行比較，實現(xiàn)對輸出脈沖占空比的控制，使輸出電感的峰值電流跟隨誤差電壓變化。這種控制方式可以有效地改善開關(guān)電源的電壓調(diào)整率和電流調(diào)整率，也可以改善整個系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。電流模式PWM控制技術(shù)的工作原理如圖2-7所示9。電流型PWM控制技術(shù)主要分為峰值電流控制技術(shù)和平均電流控制技術(shù)，這兩種控制技術(shù)檢測

9、并反饋的是一個導通周期內(nèi)電流變化的峰值和平均值。峰值電流控制技術(shù)：峰值電流模式控制是直接控制峰值輸出側(cè)電感電流的大小，然后間接地控制PWM的脈沖寬度。因為峰值電感電流容易檢測，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流的大小一一對應(yīng)，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流可以對應(yīng)不同的平均電感電流，而平均電感電流的大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。當系統(tǒng)PWM占空比D>50%時，固定頻率峰值電流模式控制方式存在著固有的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象，需要引入適當?shù)男逼卵a償，去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動，使得所控的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流

10、。當外加斜坡補償信號的斜率增加到一定程度時，峰值電流模式控制就會轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路中的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號。峰值電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)(外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán))，電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電壓，不必控制儲能電路。因此，峰值電流模式控制具有比電壓模式控制大得多的帶寬。圖2-7電流模式PWM控制技術(shù)的工作原理平均電流控制技術(shù)：平均電流控制需要檢測電感電流，電感電流檢測信號與給定的VE。進行比較后，經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器

11、生成控制信號VC,VC再與鋸齒波調(diào)制信號進行比較，產(chǎn)生出PWM脈沖。電流調(diào)節(jié)器一般采用PI型補償網(wǎng)絡(luò)，并可以濾除采樣信號中的高頻分量。兩種電流控制技術(shù)的比較：峰值電流型控制技術(shù)的特點是方便、快速，但是需要穩(wěn)定性補償；平均電流型控制技術(shù)的特點是穩(wěn)定可靠，但是響應(yīng)速度較慢，而且控制起來也比較復(fù)雜。因此，在實際應(yīng)用中，峰值電流控制模式比平均電流控制模式應(yīng)用更為普遍13o2.5 開關(guān)電源工作模式以本設(shè)計所用的反激式變換器為例。所謂反激式是指變壓器的初級極性與次級極性相反,如圖2-8所示。它是由開關(guān)管VT、整流二極管D1、濾波電容C和隔離變壓器構(gòu)成的。如果變壓器的初級上端為正，則次級上端為負，開關(guān)管VT

12、按照PWM方式工作。反激式變換器效率高，線路簡單，能提供多路輸出，所以得到了廣泛應(yīng)用。圖2-8反激式變換器基本電路反激式PWM變換器有電流連續(xù)和電流斷續(xù)兩種工作方式。對初級繞組W1流經(jīng)開關(guān)管的電流Ip而言，它的電流是不可能連續(xù)的，因為開關(guān)管VT斷開后，其電流必然為零，但此時在次級繞組W2中必然引起電流，故對反激式變換器來說，電流連續(xù)是指變換器兩個繞組的合成安匝在一個開關(guān)周期中不為零，而電流斷續(xù)是指合成安匝在開關(guān)管VT關(guān)斷期間有一段時間為零。當電流連續(xù)時，反激式變換器有兩種開關(guān)模式，如圖2-9中(a)(b)所示；而當電流斷續(xù)時，反激式變換器有三種開關(guān)模式，如圖2-9中(a)(b)(c)所示。圖2

13、-9不同開關(guān)模式下的等效電路2.5.1 電流連續(xù)時反激式變換器的工作原理如圖2-9(a),在t=0瞬間，開關(guān)管VT導通，電源電壓M加在變壓器初級繞組W1上，此時，在級次繞組W2中的感應(yīng)電壓V2=-WM,使二極管D1截止，負載電流由濾波電容CVV1提供。此時，變壓器的次級繞組開路，只有初級繞組工作，相當于一個電感，其電感量為Li,一次初級電流Ip從最小值IPmin開始線性增加，其增加率為:dip"dT工在t=Ton時，電流IP達到最大值IPmax。V1IPmax=IPmax',DTLi在此過程中，變壓器的鐵芯被磁化，其磁通也線性增加。磁通的增量為:Vi(FDT(2-2)(2-3

14、)(2-4)如圖2-9(b),在1=丁?？跁r，開關(guān)管VT關(guān)斷，初級繞組開路，次級繞組的感應(yīng)電動勢反disV。L2(2-5)向，使二極管Di導通。儲存在變壓器磁場中的能量通過二極管Di釋放，一方面給電容C充電，另一方面也向負載供電。此時，只有變壓器的次級繞組工作，相當于一個電感，具電感量為L2o次級繞組上電壓為V。，次級電流Is從最大值Ismin線性下降，其下降速度為：在t=T時，電流iS達到最小值ISmin1 S min= Ismax V。(1 -D)TL2(2-6)在此過程中，變壓器鐵芯去磁，其磁通也線性減小。磁通的減小量為:"|"DT(2-7)2.5.2 電流連續(xù)時反激

15、式變換器的基本關(guān)系在穩(wěn)壓工作時，開關(guān)管導通鐵芯磁通的增加量外書必然等于開關(guān)管VT關(guān)斷時的減少量即4小二小由，則由式(2-4)和式(2-7)可得：(2-8)V 。W2D1D=，=VI Wi1-DKi2i-D式中,Ki2.W2是變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比。當Ki2=1時，則有:(2-9)VoDVi-1-D開關(guān)管VT關(guān)斷時所承受的電壓為Vi和初級繞組W1中感應(yīng)電動勢之和，即:VT nVi卜。Vi1 一 D(2-10)在電源電壓5一定時，開關(guān)管VT的電壓和占空比D有關(guān)，故必須限制最大占空比Dmax二極管D1的電壓等于輸出電壓Vo與輸入電壓Vi折算到次級的電壓之和，即:ViVD1 =V。LK12負載電流

16、I。就是流過二極管Dl的電流平均值，即:,1，.、Io =2(ISmax ' 1smin) (1-D)根據(jù)變壓器的工作原理，下面的兩個表達式成立:W11 Pmin = W2 1 SminW1 Ipmax =W2 Ismax由式(2-3)和式(2-12)(2-14)可得:W21,Vi= '。-W1 1 - D 2Lf叫_ 1.也叢-_1 o_ _W21 - DW2 2Lf(2-11)(2-12)(2-13)(2-14)(2-15)(2-16)(2-17)(2-18)IPmax和Ismax分別是流過開關(guān)管VT和二極管d的最大電流值。2.5.3電流斷續(xù)時反激式變換器的工作原理和基本關(guān)

17、系如果在臨界電流連續(xù)時工作，式(2-9)仍然成立。此時，初級繞組的電流最大值為IpmaxW1Vir，則ISmax一-D,則負載電流為:W2L1f,1,I。=二Ismax(1-D)2故有臨界連續(xù)負載電流：ViW1(1D)D2L1fW2在D=0.5時，Iog達到最大值:I oG maxWiViW2 8L1 f(2-19)于是式(2-18)可以寫成:(2-20)IoG=4IoGmax(1-D)D式(2-20)就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。在電感電流斷續(xù)時 廣不僅與占空比ViD有關(guān)，而且還與負載電流I。的大小有關(guān)。假設(shè)ADT為IS續(xù)流相對時間，由一個開關(guān)周期內(nèi)鐵芯磁通增加量和減少量相等可得V。D AD

18、TW2'I。=V。dD T ,則有:Li.W2ViV。.故AD=D。又Ismax=-D1TWiVoLi'(2-21)式(2-21)表明：電流斷續(xù)時，輸出電壓不僅與占空比D有關(guān)，而且還與負載電流I。的大小有關(guān)，當占空比D一定時，減小負載電流I。就可以使輸出電壓V。升高電流斷續(xù)模式情況下，儲存在原邊電感中的能量取決于峰值電流的大小:L1I2PmaxVi2D22L1 f 2(2-22)能量每個周期傳遞一次,2_2(2-23)p=E=V2_T2L1f這個方程告訴我們，一旦輸入電壓固定，如果要增加輸出功率。那么只能T通過降低開關(guān)頻率或者減少電感來實現(xiàn)。而如果開關(guān)頻率也已經(jīng)選定，那么只有通

19、過減少電感才能增加功率。但是實際的電感都有一個最小值，斷續(xù)模式工作的反激式變換器有最大輸出功率的限制，一般低于50W14。2.6本章小結(jié)本章主要介紹了開關(guān)電源的基本工作原理，以及開關(guān)電源的工作流程。還介紹了開關(guān)電源的調(diào)制方式，目前PWM控制方式是開關(guān)電源中使用最普遍的，具有以下優(yōu)點：在負載較重的情況下效率很高，電壓調(diào)整率好，線性度高，輸出紋波小，適用于電流或者電壓控制模式。所以本設(shè)計將采用PWM調(diào)制方式。PWM控制技術(shù)主要分為兩種：一種是電壓模式PWM控制技術(shù)，另一種是電流模式PWM控制技術(shù)。由于電流控制方式對輸入電壓反應(yīng)迅速，所以本設(shè)計將采用電流控制方式。本章還介紹了開關(guān)電源的工作模式，由于

20、不連續(xù)模式反饋環(huán)路穩(wěn)定，且本設(shè)計的功率較小，所以采用不連續(xù)模式。第三章開關(guān)電源中使用的控制器件3.1 高頻變壓器使用變壓器首先是隔離開輸入和輸出，使電源的使用符合安全規(guī)范的須要。變壓器次級繞組匝數(shù)的不同，也可以同時提供不同的電壓?，F(xiàn)在為了減少變壓器的體積，一個主要的方法就是提高電源的工作頻率，和使用磁集成器件1503.1.1 磁化曲線和磁滯回線圖3-1變壓器磁芯的磁化曲線和磁滯回線如圖3-1,作為正激和橋式變換器，大都工作在區(qū)域1和2。這兩個區(qū)的特點是：外磁場很小，并且磁化過程是可逆的。對1區(qū)有B=也.H。也為起始磁導率。顯然是線性的。對輸出功率不大、頻率不高的電源變壓器，可以極為精確的計算工

21、作時的B值。在2區(qū)有B=心,H+bH2。其中b為瑞利常數(shù)。這個區(qū)域己經(jīng)不是線性的了。但磁化過程仍然可逆。通常針對這兩個區(qū)，在工程應(yīng)用上我們?nèi)匀蝗〗乒剑築=H。由于可逆，故正激變換器幾乎沒有磁滯（實際上由于工藝等原因，仍然存在不可逆磁化，只不過比較?。?。對于輸入輸出相同的電源，若分別采用正激和反激拓撲，只要工作頻率相同，正激變壓器的效率一定高于反激變壓器。對于反激變壓器而言，其工作區(qū)域是1,2,3區(qū)。其中3區(qū)屬于不可逆磁化區(qū)。這個區(qū)域是磁滯的主要形成區(qū)，故反激變壓器定有磁滯損耗的成分。它是工作在中等磁場范圍內(nèi)，此時即使磁場的變化范圍很小，B的變化也十分顯著，其磁導率迅速增大并達到最大值，這個

22、區(qū)也是最大磁導率區(qū)。顯然1,2,3各區(qū)的磁導率并不相等。但在變壓器的參數(shù)計算時，我們采用公式BN0其中'為有效磁導率，使將1,2,3中的BH曲線等效為一根直線得出的B和H的比值。需要說明的是這個式子適應(yīng)于以DCM方式工作的反激變換器。以CCM方式工作的反激變換器，精確的計算須使用增量磁導率。正激變換器中的儲能電感的計算同樣要考慮DCM方式使用叫，CCM方式使用增量磁導率。對于最大磁滯回線。磁化過程不能按原路返回，則必然有能量的消耗，磁化一周消耗的功率就等于磁化曲線包圍的面積。為降低功耗，我們在選擇磁芯時，總是希望磁滯回線越瘦越好。這樣才更近似于一條過坐標零點的直線。當用公式B=H時，才

23、更接近實際情況。由于B=H是個近似的公式，而磁芯的Bmax又是隨溫度的上升而降低，因而在設(shè)計變壓器時B值一定要留有余量。（DCM方式通常不應(yīng)超過其標稱Bmax值的2/3,注意這個值對應(yīng)產(chǎn)品可能工作的最高溫度），如果該值余量不大，電源過流保護的流限延遲，也必須考慮。通常情況，一個設(shè)計正確的電源，滿負載情況下，在全電壓輸入范圍內(nèi)開環(huán)工作，變壓器的磁芯是不會飽和的。對于變壓器而言，如果所有的次級繞組都不相連，則初級繞組就相當于一個電感，流過初級繞組的所有電流，都是磁化電流。在直流狀態(tài)，變壓器相當于短路元件，不能傳遞能量，當磁化電流很大時，變壓器將飽和，此時，傳遞能量的效率急劇下降.在實際的工程測量中

24、，測量某個繞組的漏感，一般把其他繞組全部短路進行測量。次級繞組開路時的初級電流即為勵磁電流。相應(yīng)次級開路時的初級電感則可近似認為是勵磁電感。對于一個固定的變壓器，勵磁電流主要決定于施加在初級繞組上的電壓，而勵磁電感是一個真實的電感，理想變壓器僅僅是一個傳遞能的黑盒子。對于正激變壓器和類似正激變壓器工作的變換器，必須要有磁復(fù)位，勵磁電感通過復(fù)位電路，實現(xiàn)伏秒平衡。反激電源不須要磁復(fù)位，因為，反激變換器工作的過程，本身就是一個磁復(fù)位的過程。常見的復(fù)位電路有LC諧振復(fù)位，RC或RCD復(fù)位，有源鉗位，單繞組復(fù)位。3.1.2 氣隙的控制對反激變壓器，本質(zhì)是個電感。其全部電流都為勵磁電流，由電感的儲能公式

25、：W=%LI2知，要增大其儲能，表面看來可采用兩種方式：第一,增大電感量（即增加匝數(shù)）。這樣變壓器的體積會大大增加，還有一個問題是，由于磁芯的ABmax不變，則最大工作電流必然減小，所以采用增大電感量來增加儲能是不明智的。第二，就是增加工作電流。電流對磁芯儲能的要求成平方倍增長，最終導致磁芯總儲能的增加。雖然開氣隙后的磁導率小于未開氣隙時的磁導率，但到達磁芯磁化飽和的磁場強度（與電流成正比）卻大大增加了。有利于儲存更多的能量。加氣隙后磁阻的增大，必然增加漏磁，尤其是在氣隙的周圍.如果要減小漏感則線圈可直接繞在氣隙上，但在氣隙周圍的線圈將處在很強的變化磁場中，會在導線中產(chǎn)生局部渦流，長時間后會把

26、漆包線燒變色。對于氣隙分散的鐵粉心，減小漏感的最佳方式是分散的均勻的繞滿整個磁芯。以下是關(guān)于變壓器氣隙的計算表達式。NIRm首先根據(jù)磁路歐姆定律：(3-1)N為線圈匝數(shù)，Rm為磁阻，NI為磁位勢（類似電動勢），中為磁通量由安培環(huán)路定律有：寸Hdl=NI,代入式（3-1）得:NI中=BeSeRm:，="=0eHSeRm可得磁阻的表達式:IELeRm)2eSe(3-2)(3-3)(3-4)(3-5)(3-6)Rm. Lg(3-7)由開氣隙的磁路知，總磁阻等于材料磁阻與氣隙磁阻的和，即：總磁阻=材料的磁阻+氣隙的磁阻。由于材料的磁導率遠大于氣隙的磁導率。所以材料的磁阻遠小于氣隙的磁阻,故而

27、忽略材料的磁阻。由電感的儲能公式:2LpI1-NIBSe2 e(3-8)NILeLg°LpI2B2Se(3-10)由安培環(huán)路定律:(3-9)導出Lg：為真空磁導率I為初級峰值電流B為額定工作中的磁感應(yīng)強度值Se為Ae有效截面積3.1.3 漏感的控制圖3-2實際變壓器中磁鏈的分布圖3-2為一個雙繞組的變壓器，Np為初級，Ns為次級。m為初級偶合到次級的磁通量，而6I1和I2則為沒有彼此偶合的磁通量，即為漏感。由于初級漏感的存在，將延遲一段時間后，再向次級傳遞能量。實際使用中，變壓器有兩種繞法：順序繞法和夾層繞法。這兩種繞法對EMI和漏感有不同的影響。順序繞法一般漏感為電感量的5%左右，

28、但由于初，次級只有一個接觸面，耦合電容較小，所以EMI比較好。夾層繞法一般漏感為電感量的1%-3%左右，繞組順序：夾層繞法一般是先初級，后次級的1/2-1/3。變壓器形狀：長寬比越大的變壓器漏感越小。但由于初，次級只有兩個接觸面，耦合電容較大，所以EMI比較難過。一般3040W以下，功率不大，漏感能量還可以接受，所以用順序繞法比較多，40W以上，漏感的能量較大，一般只能用夾層繞法。3.1.4 反激式電源的控制過程分析在反激電源中，初級電流和次級電流實際是沒有突變的，理論上，初級繞組的電流和次級繞組的電流經(jīng)過磁偶合順利過度，各繞組自身的電流是可以突變的，但實際是沒有突變的。詳細的工作過程如下：M

29、OS關(guān)斷后，初級電流給MOS輸出電容和變壓器雜散電容充電(實際雜散電容放電，為簡單，統(tǒng)一說充電)，然后開關(guān)管的DS端電壓諧振上升，由于電流很大，諧振電路Q值很小，所以基本上是線形上升，當DS端電壓上升到在次級的電壓達到輸出電壓加整流管的電壓后，本應(yīng)該次級就導通，但由于次極漏感的影響，電壓還會上升一些來克服次級漏感的影響，這樣反映到初級的電壓也略高于正常反射電壓，在這樣條件下，次級電流開始上升，初級電流開始下降，但不要忘記初級的漏感，它由于不能偶合，所以它的能量要釋放，這時是漏感和MOS輸出電容，變壓器雜散電容諧振，電壓沖高，形成幾個震蕩，能量在鉗位電路消耗掉，注意，漏感的電流始終是和初級電流串

30、聯(lián)的，所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程，而漏感電流的下降過程是由鉗位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的，此差越大，下降越快，轉(zhuǎn)換過程越快，明顯效率會提高，轉(zhuǎn)換的過程是電壓電流疊加的過程。用RC做吸收時，由于穩(wěn)態(tài)時C上的電壓和反射電壓差別不是太大，所以轉(zhuǎn)換過程慢，效率低，用TVS做吸收時，其允許電壓和反射電壓差很多，所以轉(zhuǎn)換快，效率高，當然RC也比TVS耗電，但彳/T格便宜16。當電源采用RCD作為吸收回路時，在次級電流建立的過程中，加在電容的直流電壓不是n(V0+Vd),會比這個電壓高。RCD吸收回路吸收的能量，是由兩部分組成，一部分是漏感的能量，還有一部分是初級電感儲能。RC

31、時間常數(shù)如果是開關(guān)周期的1/10到1/5,那損耗就會很大，在反激過程中，將會大量的吸收次級的能量，造成電源效率的降低3.1.5 吸收控制電路的設(shè)計開關(guān)管和輸出整流管的震鈴是每個電源都會遇到的。過度的振鈴引起的過壓可能使器件損壞，引起高頻EMI問題，或者環(huán)路不穩(wěn)，解決的辦法通常是加一個RC吸收電路。首先在不加吸收電路輕載下用示波器測量振鈴的頻率，注意用低電容的探頭，因為探頭的電容會引起振鈴頻率的改變，使設(shè)計結(jié)果不準。其次，在測量震鈴頻率時盡可能在工作的最高電壓下，因為振鈴零的頻率會隨電壓升高而變化，這主要是MOS或二極管的輸出電容會隨電壓而變化。振鈴產(chǎn)生的原因是等效RLC電路的振蕩，對于一個低損

32、的電路，這種振蕩可能持續(xù)幾個周期.要阻尼此振蕩，要先知道此振蕩的一個參數(shù)，對MOS,漏感是引起振蕩的主要電感，此值可以測出，對二極管，電容是主要因素，可以由手冊查出。計算其阻抗：知道L,則Z=（3.14父2父fmc）；知道C;Z=1/（3.14M2Mfmc）。先試選R=Z,通常足可以控制振鈴。但損耗可能很高，這時需要串聯(lián)一個電容來減小阻尼電路的功率損耗.可如此計算C值：C=1/（3.14父f黑R）。增加C值損耗就增加，阻尼作用加強。減小C值損耗就減少，阻尼作用減弱。電阻的損耗P=CmV2mFs。實際中，依此計算的值為基礎(chǔ)，根據(jù)實驗做一些調(diào)整。3.1.6變壓器的EMI控制在小功率電源變壓器中，一

33、般有兩種屏蔽層，銅箔和繞組。銅箔的原理是切斷了初次級間雜散電容的路徑，讓其都對地形成電容，其屏蔽效果非常好，但工藝，成本都上升。繞組屏蔽有兩種原理都在起作用：切斷電容路徑和電場平衡。所以繞組的匝數(shù)，繞向和位置又tEMI的結(jié)果都有很大影響。總之有一點：屏蔽繞組感應(yīng)的電壓要和被屏蔽繞組工作時的電壓方向相反。屏蔽繞組的位置對電源的待機功耗有較大的影響。EMI屏蔽，可以接原邊的地線，也可以接原邊的高壓端，EMI幾乎沒有分別，因為有高壓電容存在，上下對共模信號（一般大于1M后以共模干擾為主）來說是等電位的。變壓器的外部屏蔽可以不接，也可以接初級地線，其對EMI的影響看繞組內(nèi)部的情況，但注意安規(guī)的問題，接

34、初級地線，磁芯就是初級，即磁芯是在一次側(cè)，應(yīng)注意與二次側(cè)之間的安規(guī)距離.o屏蔽繞組對變壓器的工作有影響屏蔽繞組為了起到很好的作用，一般緊靠初級，這樣它跟初級繞組之間形成一個電容，屏蔽繞組一般接初級地線或高壓端，這個電容就相當于接在MOS的D-S端，很明顯造成很大的開通損耗。影響了待機功耗，。當然，加屏蔽也會使漏感增大。法拉第屏蔽一般采用薄銅片，而且不可形成回路，原邊屏蔽要同原邊連接或者加一個隔直電容接到原邊地，副邊屏蔽要同副邊連接，而且連接的方式，最好從銅片中點引出，以消除電感禍合。對于安全，屏蔽要接地，屏蔽接地的額定電流值要至少比電源保險絲電流的值大，對于磁芯加氣隙，而采用外部屏蔽，屏蔽的寬

35、度是很有講究的，原理很明顯，如果安全屏蔽的保險絲電流額定值比電源保險絲小或一樣大，則發(fā)生短路時可能安全屏蔽的保險絲先斷，起不到安全屏蔽的作用。至于外部屏蔽，首先要滿足安規(guī)的要求，在此前提下，當然寬一些會好一點，但增加了成本，只要把兩半磁芯的結(jié)合面包住就好了，實際使用中常常讓屏蔽銅帶直接接觸磁芯。3. 2主功率管作為控制用的主功率管通常是采用MOSFET,其四周的元件均為其寄生元件，會嚴重影響MOS作為開關(guān)的性能。作為一個開關(guān)元件，主要考慮的是開和關(guān)的時間要足夠短，以便使其工作于最小電阻和最大電阻之間，以減小功率消耗。實際的開關(guān)時間一般為10-100ns,而電源的開關(guān)周期為20-200uSo開關(guān)

36、時間也主要決定于其寄生電容的充放電時間。CGD,CDS均是漏級電壓的函數(shù)，是非線性的。另一個重要的寄生參數(shù)是柵極電阻，直接影響開關(guān)的開通時間，而這個參數(shù)一般的規(guī)格書都沒有提供。柵極的驅(qū)動電壓域值一般在規(guī)格書中提供的是25c的值，實際上柵極的域值電壓是以-7mV/C的負溫度系數(shù)在變化。還有兩個重要的寄生參量是源級電感和漏級電感，具值的大小主要依耐于MOS管的封裝形式，在規(guī)格書中，都給出了典型值。MOS管開通時的工作狀態(tài)。3.3主控制芯片開關(guān)電源的核心部分，主要由精密電壓比較芯片、PWM芯片、開關(guān)管、驅(qū)動變壓器、主開關(guān)變壓器組成。精密電壓比較芯片將直流輸出部分的反饋電壓與基準電壓進行比較，PWM芯

37、片根據(jù)比較結(jié)果通過驅(qū)動變壓器調(diào)整開關(guān)管的占空比，進而控制主開關(guān)變壓器輸出給直流部分的能量，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。PWM從反饋控制方式可以分為電流型和電壓型。常用的UC3842為電流型控制方式，其內(nèi)部框圖如圖3-3圖3-3UC3842內(nèi)部框圖UC3842A是高性能固定頻率電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應(yīng)用而設(shè)計，是目前使用最頻繁、最典型的PWM控制芯片。這些集成電路具有可微調(diào)的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖?、高增益誤差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其它的保護特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周(CYCLEBYCYCLE)電流

38、限制、可編程輸出死區(qū)時間和單個脈沖測量鎖存。這些器件可提供8腳雙列直插塑料封裝和14腳塑料表面貼裝封裝(SO-14)0SO-14封裝的圖騰柱式輸出級有單獨的電源和接地管腳U C3842A有16伏（通）和10伏（斷）低壓鎖定門限，十分適合于離線變換器。UCX843A是專為低壓應(yīng)用設(shè)計的，低壓鎖定門限為8. 5V（通）和7.6V（斷）。具有如下特點：1 .微調(diào)的振蕩器放電電流，可精確控制占空比2 .電流模式工作到500千赫3 .鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流4 .內(nèi)部微調(diào)的參考電壓，帶欠壓鎖定5 .大電流圖騰柱輸出6 .欠壓鎖定，帶滯后7 .低啟動和工作電流3.3.1 各個控制模塊的功能描述振蕩器：頻率

39、由定時元件RT和CT選擇值決定。電容CT由0.5v的參考電壓通過電阻RT充電充至約2.8V,再由一個內(nèi)部的電流宿放電至1.2v,在CT放電期間振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電平，這導致輸出為低狀態(tài)從而產(chǎn)生了一個數(shù)量可控的輸出靜區(qū)時間，注意盡管許多的R和c值都可以產(chǎn)生相同的振蕩器頻率但只有一種組合可以得到在給定頻率下的特定輸出靜區(qū)時間。在很多噪聲敏感應(yīng)用中.可以將變換器頻率鎖定至外部系統(tǒng)時鐘上，具體時鐘信號的控制，可參見規(guī)格書。誤差放大器：提供一個有可訪問反相輸入和輸出的全補償誤差放大器，此放大器具有90dB的典型直流電壓增益和具有57度相位余量的10MHz的增益為1帶寬

40、，同相輸入在內(nèi)部偏置于2.5v而不經(jīng)管腳引出，典型情況下變換器輸出電壓通過一個電阻分壓器分壓，并由反向輸入監(jiān)視，最大輸入偏置電流為-2uA,它將引起輸出電壓誤差，后者等于輸入偏置電流和等效輸入分壓器源電阻的乘積，誤差放大器輸出（管腳1）用于外部回路補償，輸出電壓因兩個二極管壓降而失調(diào)約1.4v,并在連接至電流取樣比較器的反相輸入之前被三分。這將在管腳1處于其最低狀態(tài)時，保證在輸出（管腳6）不出現(xiàn)驅(qū)動脈沖，這發(fā)生在電源正在工作并且負載被取消時，或電路軟啟動過程的開始。電流取樣比較器和脈寬調(diào)制鎖存器：UC3842A,UC3843A作為電流模式控制器工作，當輸出開關(guān)導通由振蕩器起始當峰值電感電流到達

41、誤差放大器輸出補償（管腳1）建立的門限電平時中止，這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號控制峰值電感電流，所用的電流取樣比較器一脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何給定的振蕩器周期內(nèi).僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端，電感電流通過插入一個與輸出開關(guān)的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻RS轉(zhuǎn)換成電壓，此電壓由電流取樣端輸入（管腳3）監(jiān)視并與來自誤差放大器的輸出電平相比較。在正常的工作條件下峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：I pkVpini -1.4V3Rs(3-11)當電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)，在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部鉗位至1V。當設(shè)計一個大功率開關(guān)穩(wěn)壓器時為了保持RS

42、的功耗在一個合理的水平上可以降低內(nèi)部箱位電壓。但是，Ipk（MAX）鉗位電壓降低過多將導致由于噪聲拾取而產(chǎn)生的誤操作，通常在電流波形的前沿可以觀察到一個窄尖脈沖。當輸出負載較輕時。它可能會引起電源不穩(wěn)定，這個尖脈沖的產(chǎn)生是由于電源變壓器匝間電容和輸出整流管恢復(fù)時間造成的。在電流取樣輸入端增加一個RC濾波器。使它的時間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時間。通常將消除不穩(wěn)定性。輸出：3842的PWM器件有一個單圖騰柱輸出級是專門設(shè)計用來直接驅(qū)動功率MOSFET的。在1nF負載下時，它能提供高達1A的峰值驅(qū)動電流和典型值為50ns的上升、下降時間。SO-14表面貼裝封裝為VC（供電電壓）和電源地提供了分離的管腳

43、.。恰當?shù)貞?yīng)用可以顯著地減小加到控制電路的開關(guān)瞬態(tài)噪聲，電源和控制地要恰當連接。3.3.2 外圍控制電路設(shè)計的注意事項表3-1UC3842各管腳功能說明8功能1補償誤差放大器輸出，附于環(huán)路補償2電壓反饋誤差放大器的反向輸入.輸出電壓取樣3電流取樣一個正比于電感電流的電壓輸入到此腳，PWM口內(nèi)部的誤差信號比較來控制輸出4RT/CT振蕩電容和電阻接到此腳5地是整個PWM勺公共地6輸出圖騰柱輸出，可直接驅(qū)動外部MOS7VCCIC的正電源8VREFIC內(nèi)部的SV參考電壓，精度1%可出20毫安電流必須使用高頻電路布局技術(shù)防止脈寬抖動。通常加在電流取樣或電壓反饋輸入上，都有過量的噪聲。噪聲抑制可通過降低在

44、這些點的電路阻抗來增強。印制電路板布局應(yīng)包括僅有小電流信號的接地面而大電流開關(guān)和輸出地線通過分離路徑返回輸入濾波電容器。根據(jù)電路布局，一般需要瓷介旁路電容（O.luF）直接連接至Vcc和Vref。這提供了濾除高頻噪聲的低阻抗路徑。所有的大電流回路應(yīng)當盡可能短，可以使用粗銅箔以降低輻射電磁干擾。誤差放大器補償電路和變換器輸出分壓器應(yīng)當離集成電路近一些，并盡可能遠離功率開關(guān)和其它產(chǎn)生噪聲的元件。電流模式變換器工作在占空比大于50%和連續(xù)電感電流條件下，會產(chǎn)生次諧波振蕩，此時必須加斜率補償電路，以使整個電源能穩(wěn)定工作。3.4控制信號的生成和傳遞3.4.1 隔離情況下信號的傳輸隨著電子元器件的迅速發(fā)展

45、，光電耦合器的線性度越來越高，光電耦合器是目前開關(guān)電源中用得最多的隔離抗干擾器件。光耦合器（opticalcoupler,縮寫為OC）亦稱光電隔離器或光電耦合器，簡稱光耦。它是以光為媒介來傳輸電信號的器件，通常把發(fā)光器（紅外線發(fā)光二極管LED）與受光器（光敏半導體管）封裝在同一管殼內(nèi)。當輸入端加電信號時發(fā)光器發(fā)出光線，受光器接受光線之后就產(chǎn)生光電流，從輸出端流出，從而實現(xiàn)了“電一光一電”轉(zhuǎn)換。以光為媒介把輸入端信號禍合到輸出端的光電耦合器，由于它具有體積小、壽命長、無觸點，抗干擾能力強，輸出和輸入之間絕緣，單向傳輸信號等優(yōu)點，在數(shù)字電路上獲得廣泛的應(yīng)用。通常的光電耦合器由于它的非線性，因此在模

46、擬電路中的應(yīng)用只限于對較高頻率的小信號的隔離傳送。普通光耦合器只能傳輸數(shù)字（開關(guān)）信號，不適合傳輸模擬信號。近年來問世的線性光耦合器能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或模擬電流信號，使其應(yīng)用領(lǐng)域大為拓寬。光耦合器的主要優(yōu)點是單向傳輸信號，輸入端與輸出端之間實現(xiàn)了完全電氣隔離，抗干擾能力強，使用壽命長，傳輸效率高。光電耦合器的隔離電阻很大（約1012歐），隔離電容很?。s幾個pF）。線性方式工作的光電耦合器是在光電耦合器的輸入端加控制電壓，在輸出端會成比例地產(chǎn)生一個用于進一步控制下一級的電路的電壓.線性光電耦合器由發(fā)光二極管和光敏三極管組成，當發(fā)光二極管接通而發(fā)光，光敏三級管導通，光電耦合器是電流驅(qū)動型

47、，需要足夠大的電流才能使發(fā)光二極管導通，如果輸入信號太小，發(fā)光二極管不會導通，其輸出信號將失真。在開關(guān)電源中，利用線性光耦合器可構(gòu)成光耦反饋電路，通過調(diào)節(jié)控制端電流來改變占空比，達到精密穩(wěn)壓目的。光耦合器的技術(shù)參數(shù)主要有發(fā)光二極管正向壓降VF、正向電流IF、電流傳輸比CTR、輸入級與輸出級之間的絕緣電阻、集電極一發(fā)射極反向擊穿電壓V（BR）ceo,集電極一發(fā)射極飽和壓降VcE（sat）。止匕外，在傳輸數(shù)字信號時還需考慮上升時間、下降時間、延遲時間和存儲時間等參數(shù)。電流傳輸比通常用直流電流傳輸比來表示。當輸出電壓保持恒定時，它等于直流輸出電流IC與直流輸入電流if的百分比。采用一只光敏三極管的光

48、耦合器，CTR的范圍大多為20%-300%6口4N35）,達林頓型光耦合器（如4N30）可達100%-5000%。這表明欲獲得同樣的輸出電流，后者只需較小的輸入電流。因此，CTR參數(shù)與晶體管的HFE有某種相似之處。普通光耦合器的CTR-IF特性曲線呈非線性，在IF較小時的非線性失真尤為嚴重，因此它不適合傳輸模擬信號。線性光耦合器的CTR-IF特性曲線具有良好的線性度，特別是在傳輸小信號時，其交流電流傳輸比ACTR=AIC/AIF很接近于直流電流傳輸比CTR值。因此，它適合傳輸模擬電壓或電流信號，能使輸出與輸入之間呈線性關(guān)系。使用光電耦合器主要是為了提供輸入電路和輸出電路間的隔離，在設(shè)計電路時，

49、必須遵循下列原則：所選用的光電耦合器件必須符合國內(nèi)和國際的有關(guān)隔離擊穿電壓的標準：在開關(guān)電源的隔離中，以及設(shè)計光耦反饋式開關(guān)電源時必須正確選擇線性光耦合器的型號及參數(shù)，必須遵循下列原則：光耦合器的電流傳輸比（CTR）的允許范圍是50%-200%0這是因為當CTR<50%時，光耦中的LED就需要較大的工作電流（IF>5mA）,才能正?？刂茊纹_關(guān)電源IC的占空比，這會增大光耦的功耗。若CTR>200%,在啟動電路或者當負載發(fā)生突變時，有可能將單片開關(guān)電源誤觸發(fā)，影響正常輸出：若用放大器電路去驅(qū)動光電耦合器，必須精心設(shè)計，保證它能夠補償耦合器的溫度不穩(wěn)定性和漂移：推薦采用線性光耦

50、合器，具特點是CTR值能夠在一定范圍內(nèi)做線性調(diào)整。上述使用的光電耦合器時工作在線性方式下，在光電耦合器的輸入端加控制電壓，在輸出端會成比例地產(chǎn)生一個用于進一步控制下一級電路的電壓，進行閉環(huán)調(diào)節(jié)控制，對電源輸出起到穩(wěn)壓的作用。3.4.2 誤差控制信號的生成TL431有良好的熱穩(wěn)定性能的三端可調(diào)分流基準源。它可以作為低溫度系數(shù)的可編程參考放大器使用,它的輸出電壓用兩個電阻就可以任意地設(shè)置到從Vref（2.5V）到36V范圍內(nèi)的任何值，允許灌入電流從1mA到100mA。該器件的典型動態(tài)阻抗為0.2歐。在TL431內(nèi)部是一個2.5V的基準電壓，因而它的參考端輸入電壓可由直流輸出電壓的分壓來提供，可使它

51、呈現(xiàn)優(yōu)良的工作狀態(tài)。它具有很低的輸出噪聲和僅為50ppm/C的溫度系數(shù)。用來做參考基準電源十分理想。采樣電路將得到的輸出信號和，TL431內(nèi)部的2.5V基準源進行比較，生成誤差放大信號，此時將輸出的電壓信號轉(zhuǎn)換成電流信號。由運放的特性可知，只有當REF端（同相端）的電壓略微高于2.5V時，三極管中才會有一個穩(wěn)定的非飽和電流通過，而且隨著REF端電壓的微小變化，通過后面串聯(lián)的三極管電流將在1到100mA之間變化。所以TL431絕不是一個穩(wěn)壓管，而是一個真正的IC。3.4.3 負反饋閉環(huán)控制的實現(xiàn)圖3-4采用TL431和光耦作反饋控制的反激電源對于圖3-4給出的電路，就是要確定R1,R2,R3及R

52、4的值。設(shè)輸出電壓5V,輔助繞組整流輸出電壓為12V。該電路利用輸出電壓與TL431構(gòu)成的基準電壓比較，通過光電禍合器PC817二極管一三極管的電流變化去控制PWM的COMP端，從而改變PWM寬度，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。因為被控對象是PWM,因此首先要搞清PWM的控制特性。從PWM的規(guī)格書可知Vcomp和Icomp之間的關(guān)系.如圖3-5所示。圖3-5PWM的線性工作區(qū)可以看出，Icomp的電流應(yīng)在810uA-822uA之間，PWM會線性變化，因此PC817三極管的電流Ice也應(yīng)在這個范圍變化。而Ice是受二極管電流If控制的，我們通過PC817的Ice與If的關(guān)系曲線圖3-6PC817的特性

53、曲線可以正確確定PC817二極管正向電流If0從圖3.15可以看出，當PC817二極管正向電流If在8mA左右時，三極管的集射電流Ice在810uA左右變化，而且集射電壓Vce可在很寬的范圍內(nèi)線性變化.(如圖3-7)圖3-7PC817輸出電壓和電流的關(guān)系符合PWM的控制要求。因此可以確定選PC817二極管正向電流IF:為8mA。一旦光耦的正向電流確定了，那么電流限制電阻R1的阻值就可確定：Vk=V。-Vd-(IdRi)2.5V(3-12)并聯(lián)電阻R2的目的是給TL431提供偏置電流，TL431要求至少要有1mA的工作電流，也就是光耦的二極管電流處于工作時的最小值時，也要保證TL431至少有1mA,由于T