基于微控制器的全數(shù)字雙向DCDC變換器的研制

1、基于微控制器的全數(shù)字雙向DC/DC變換器的研制    摘要：提出了一種新穎的雙向DCDC變換器。該變換囂采用全數(shù)字控制，并應用同步整流技術，使得整個設計具有高效率、高控制性能、能量可雙向流動等特點。該變換器的控制核心為PHILIPS公司出品的基于ARM7內(nèi)核的LPC2119微控制器。介紹了系統(tǒng)的基本構成，分析了電路的工作原理和主要元器件的選取方法，并給出了最終的實驗結果。關鍵詞：數(shù)字控制；DCDC變換器；脈寬調(diào)制；同步整流 O 引言    為了實現(xiàn)直流能量的雙向傳輸，雙向DC/DC變換器被廣泛應用于UPS系統(tǒng)、航天電源系統(tǒng)、

2、電動汽車驅動及蓄電池充放電維護等場合。    在這些應用當中，很多時候都要求開關電源不僅能夠控制能量的雙向流動，還要能夠實現(xiàn)低壓、大電流的輸出。在開關頻率不太高的情況下，隨著輸出電壓的降低、輸出電流的增加，整流損耗就成了影響開關電源效率的主要岡素。因此，為了提高開關電源的效率，就必須設法降低整流損耗。而在本文中采用的同步整流技術就是一種降低整流損耗的有效手段。    在以往的電源設計當中，模擬控制技術因其動態(tài)響應快、無量化誤差、價格低廉等優(yōu)點而被廣泛應崩；而數(shù)字控制技術則由于其成本和技術等方面的因素而較少得到應用。近年來，隨著半導體技

3、術的不斷發(fā)展，數(shù)字微控制器的成本顯著降低，性能不斷提高，這就使得高頻開關電源的全數(shù)字化成為可能。由于數(shù)字控制具有能夠簡化系統(tǒng)硬件沒計、減少分立元件的數(shù)量、改善系統(tǒng)可靠性等諸多優(yōu)點，因此它必將在今后的開關電源設計中得到越來越廣泛的應用。l 系統(tǒng)介紹11 系統(tǒng)基本說明    系統(tǒng)的整體構成如圖1所示。圖1中虛線內(nèi)為系統(tǒng)的控制部分。其余為主電路部分。主電路的工作原理將在后面詳細分析。    在系統(tǒng)的控制電路中，其核心處理器是PHILIPS(飛利浦)公司出品的基于ARM7內(nèi)核的LPC2119微控制器。LPC2119具有高性能、低成本、低功耗等

4、諸多優(yōu)點，很適合應用于對成本和性能都有嚴格要求的工業(yè)控制領域。負責AD轉換的是24位高精度的A/D轉換器CS5460A，它同樣具有低成本、高性能的特點，以往在各類產(chǎn)品中有著廣泛的應用。    控制電路工作時，CS5460A在獲得系統(tǒng)輸出電壓、電流量的模擬信號后，將它們轉變?yōu)閿?shù)字量，并通過專用總線傳給LPC2119。LPC2119得到這些信息以后先對其進行數(shù)字濾波等軟件處理，然后再將其作為反饋量，用于控制算法的運算，得到控制量及其相應的驅動信號最終控制主電路開關管的動作。12 雙向DCDC全數(shù)字控制的軟件實現(xiàn)    如前所述，出于簡化控

5、制電路結構、增加系統(tǒng)可靠性等方面的考慮，系統(tǒng)采用以ARM芯片LPC2119為控制系統(tǒng)核心的全數(shù)字化設計。要實現(xiàn)我們期望的控制功能，除了在上面介紹的基本控制電路外，完善、可靠的控制軟件和恰當?shù)目刂撇呗砸捕际遣豢苫蛉钡摹?#160;   在控制軟件方面，筆者本著層次分明、時序分級、全局考慮、書寫規(guī)范的設計總則進行了系統(tǒng)控制軟件的開發(fā)。根據(jù)電力電子軟件的實際需要，程序整體上分為3個層次，分別是主控層、算法層和接口層。其中接口層為底層，主控層為頂層，算法層起到連接主控層和接口層的中間橋梁作用。具體來說，主控層不涉及具體的操作，只負責各個任務的調(diào)度，中斷的安排，時間和優(yōu)先級的處理等。

6、主控層有一個文件，包括main函數(shù)和中斷函數(shù)。在main函數(shù)和中斷函數(shù)中調(diào)用算法層的函數(shù)來實現(xiàn)系統(tǒng)的功能。而算法層則負責具體任務的執(zhí)行，控制算法的實現(xiàn)，系統(tǒng)的主要功能全都在算法層中體現(xiàn)。接口層負責與硬件的接口，所有跟外設有關的操作都在該層進行處理。    在控制策略方面，本文選擇了增量式數(shù)字PI算法。增量式PI算法的主要優(yōu)點為    (1)增量式算法不用做累加，控制量的確定僅與最近幾次誤差采樣值有關，即其誤差不累積。    (2)其每次輸出的是控制量的增量，誤動作影響小。   

7、; 在PI算法中，比例部分能夠改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，而積分部分則能夠減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，理論上可實現(xiàn)無靜差的輸出。離散化后的數(shù)字PI算法表達式為    式中：KP為比例系數(shù)；    K1為積分系數(shù)；    e(k)為本次誤差；    u(k)為本次控制量輸出。    由式(1)遞推可以得到        式(1)減去式(2)可得到增量式數(shù)字PI控制算法的表達式如下：  

8、      式(3)中的u(k)即為數(shù)字調(diào)節(jié)器輸出的控制量的增量。所以，控制算法最終輸出的控制量為：        在裝置的實際工作當中，若負載為鉛酸蓄電池，則當能量正向流動(充電)時，系統(tǒng)可根據(jù)需要分別應用電壓閉環(huán)或電流閉環(huán)來控制裝置的輸出電壓和輸出電流。電壓、電流閉環(huán)采用的就是本文所述的增量式PI算法；當能量反向流動時，出于實際應用的需要，系統(tǒng)只對負載(蓄電池)側進行恒流控制。2 電路工作過程分析    本文提出的主電路拓撲如圖2所示，主要包括：電源輸入側濾波電

9、容C1；主開關管S1以及由R1、C2、D2組成的S1的SNUBBER電路；變壓器T以及為其原邊進行磁復位的第三繞組和為其副邊進行磁復位的由R2、C3、D3組成的鉗位電路；整流管S2、續(xù)流管S3和輸出濾波環(huán)節(jié)L及C4等幾部分。2.1 能量正向流動時工作過程分析    為便于分析，假設此時負載為一只蓄電池。電路控制能量正向流動時，主電路每周期的工作總的來說可分為兩個階段，即正向流動階段和續(xù)流階段。但為了防止整流管S2和續(xù)流管S3同時導通造成變壓器副邊的貫穿短路，兩管的互補脈沖需要加入死區(qū)，因而最終電路的工作過程可分為4部分。主管S1、整流管S2、續(xù)流管S3的驅動信號如

10、圖3所示，圖3中的l至4即分別對應了電路工作的4個階段。    當能量正向流動時，若輸出電流流過管壓降較大的M0S管寄生體二極管，則會帶來很大的整流損耗和續(xù)流損耗。為此，我們應用了同步整流技術，使電流流過導通電阻只有6m的MOS管，大大地減小了損耗、提高了效率。以下便是能量正向流動時4個工作階段的詳細分析。    階段l(能量正向流動) 此階段開始時，主管S1和整流管S2被觸發(fā)導通。輸入電流流入變壓器原邊繞組的同名端，輸出電流流出變壓器次邊繞組的同名端。此時能量由輸入側向負載側傳輸?shù)姆绞酵瑐鹘y(tǒng)的單端正激變換器基本一致，其電流流向如圖4

11、(a)中所示。圖4(a)中的i1代表變壓器原邊電流，i2代表變壓器副邊電流(下同)。此過程直到主管關斷時才會結束。    階段2(死區(qū)時間1) 此階段剛開始時，主管S2和整流管S2關斷，續(xù)流管S3仍未導通但其體二極管已經(jīng)導通。由于變壓器漏感的限制，變壓器副邊的電流由輸出電流逐漸減小，而流過續(xù)流管體二極管的電流則由零開始逐漸增大。在此階段中，輸出電流在由整流回路向續(xù)流回路轉換。此過程電流方向如圖4(b)中所示。圖(b)中的i2a、i2b分別表示負載電流流經(jīng)整流管和續(xù)流管的兩部分。    階段3(續(xù)流階段) 在此階段開始時，續(xù)流管S3被觸

12、發(fā)導通，所以輸出電流主要經(jīng)由S3續(xù)流，因而損耗大為降低。此階段將持續(xù)到續(xù)流管S3關斷時才會結束，其電流流向如圖4(c)所示。    階段4(死區(qū)時間2) 此階段剛開始時，續(xù)流管S3關斷，但其體二極管仍導通續(xù)流。輸出電流完全經(jīng)由續(xù)流管的體二極管進行續(xù)流。此階段直至主管導通以后才會中止。此過程電流方向如圖4(d)所示。至此，主電路一周期的工作已經(jīng)結束。當電路下一次的動作時，主管S1和整流管S2又會導通，電路又重新進入階段1時的工作狀態(tài)。22 能量反向流動時工作過程分析    在能量反向流動時，電路的工作過程與BOOST電路基本一致，可大體

13、分為兩個階段。    階段l(續(xù)流) 此階段當中，續(xù)流管導通、整流管關斷，蓄電池放電電流i1流過電感線圈L，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。此過程電流方向如圖5(a)所示。    階段2(反向放電) 此階段當中，續(xù)流管關斷、整流管導通。電感L將其中儲存的磁能轉化為電能與蓄電池一起向輸入側放電。其電流流向如圖5(b)中所示。23 變壓器、電感、電容參數(shù)的選取    綜合電源體積、系統(tǒng)效率、控制精度、器件耐壓等諸多因素的考慮，本文選取的工作頻率f=55 kHz，T=1/f，最大占空比Dmax為0

14、.4，則主管S1的最大導通時間toNmax為    2.31 變壓器的計算    變壓器副邊電壓Vs按式(6)計算。    式中：Vo代表輸出電壓；    Vf代表變壓器副邊的管壓降和輸出濾波電感的壓降。    則變壓器副邊最低電壓應為        若輸入電壓Vp的最小值為VPmin，于是可求得變比n為    式中：Bm為鐵心的最大工作磁通密度； 

15、;   S為變壓器磁芯的有效截面積。    因此，可求得變壓器原邊繞組匝數(shù)N1為：        在計算第三繞組時，首先應根據(jù)伏秒積平衡的原則計算復位電壓Vr為    式中：tDFFmin為主管S1的最短關斷時間；    VPmax為最大輸入電壓。    然后可求得負責變壓器原邊磁通復位的第三 繞組的匝數(shù)N3為    2.3.2 輸出濾波電感L的計算

16、0;   要計算輸出濾波電感的電感量，首先應確定流經(jīng)電感的電流IL的大小。從電感線圈的外形尺寸、成本、過渡響應等方面考慮，IL取輸出電流Io的10%30比較合適。在本文中，為了更好地限制輸出電流中的紋波含量，取IL為輸出電流Io的10%。綜上，由式(13)可求得電感L的大小。    2.3.3 輸出電容C4的計算    輸出電容的大小豐要由輸出紋波電壓抑制的限值而確定，也就是由IL以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESR確定。通常輸出紋波電壓取為輸出電壓的03O5%，在本文中紋波電壓取03。所以，可求得 

17、0;      在求出ESR后，可根據(jù)廠家提供的產(chǎn)品手冊選取合適的濾波電容。3 實驗結果    實驗樣機的主要元器件選型及設計參數(shù)如下：主功率器件為HITACHI(日立)的2SKl317，整流管和續(xù)流管采用的是IRL3803，變壓器原邊磁復位電路中所用的二檄管為PHILIPS(飛利浦)的BYV26G。這里必須指出的是，在進行整流管和續(xù)流管的選型時，除了要考慮功率器件的耐壓、通流能力外，還應特別注意導通電阻值的大小。本文選擇的IRL3803是IR公司推出的專門用于同步整流的MOS管，導通電阻只有6m，能夠最大程度減小導通損耗和

18、從而減小發(fā)熱。由式(5)式(14)計算可得變壓器原邊、副邊、第三繞組的變比為170：3：255；輸出濾波電感為1472H；電容為9900F。負載為單體鉛酸蓄電池。    實驗主要技術條件如下：開關頻率為55kHz。正向工作時，輸入電壓Vi為400(1±5)V，額定輸出電壓Vo為2V、輸出電流為20A；反向工作時，輸入電壓為2(1±10)V。    經(jīng)測最，系統(tǒng)工作時穩(wěn)壓、穩(wěn)流精度均可達到小于O5的設計要求；裝置最高效率為867。主要實驗波形如圖6圖8所示；能量正反向流動時，系統(tǒng)的效率曲線如圖9所示。    圖6為給蓄電池充電時整流管、續(xù)流管驅動信號的實測波形。此時原邊主管波形與整流管完全同步。圖6中通道l為整流功率器件的驅動波形，通道2為續(xù)流功率器件的驅動波形。圖7為能量反向流動時，整流功率器件、續(xù)流功率器件的驅動信號實測波形，此時原邊主功率器件不動作。圖7中通道1為整流功率器件驅動波形，通道2為續(xù)流功率器件驅動波形。圖8為能量正向流動時，DC/DC變換器輸出2V電壓的實驗波形。從圖8中可看出，輸出穩(wěn)壓精度高，電壓紋波很小。4 結語